Nghiên cứu kỹ thuật tiền mã hóa trong hệ thống MIMO-OFDM

82 trang thiennha21 14/04/2022 5200

Download

Bạn đang xem 20 trang mẫu của tài liệu "Nghiên cứu kỹ thuật tiền mã hóa trong hệ thống MIMO-OFDM", để tải tài liệu gốc về máy bạn click vào nút DOWNLOAD ở trên

Tài liệu đính kèm:

nghien_cuu_ky_thuat_tien_ma_hoa_trong_he_thong_mimo_ofdm.pdf

Nội dung text: Nghiên cứu kỹ thuật tiền mã hóa trong hệ thống MIMO-OFDM

ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG TRƯỜNG CĐ CÔNG NGHỆ THÔNG TIN BÁO CÁO TỔNG KẾT ĐỀ TÀI KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ CẤP CƠ SỞ NGHIÊN CỨU KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM Mã số: T2017-07-03 Chủ nhiệm đề tài: ThS. Phan Thị Quỳnh Hương Đà Nẵng, Tháng 12 / 2017
ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG TRƯỜNG CĐ CÔNG NGHỆ THÔNG TIN BÁO CÁO TỔNG KẾT ĐỀ TÀI KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ CẤP CƠ SỞ NGHIÊN CỨU KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM Mã số: T2017-07-03 Xác nhận của cơ quan chủ trì đề tài Chủ nhiệm đề tài Đà Nẵng, Tháng 12 / 2017
i MỤC LỤC DANH MỤC HÌNH i DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT ii THÔNG TIN KẾT QUẢ NGHIÊN CỨU v MỞ ĐẦU 1 1. TỔNG QUAN TÌNH HÌNH NGHIÊN CỨU THUỘC LĨNH VỰC CỦA ĐỀ TÀI Ở TRONG VÀ NGOÀI NƯỚC 1 2. TÍNH CẤP THIẾT CỦA ĐỀ TÀI 1 3. MỤC TIÊU ĐỀ TÀI 1 4. ĐỐI TƯỢNG, PHẠM VI NGHIÊN CỨU 2 5. CÁCH TIẾP CẬN, PHƯƠNG PHÁP NGHIÊN CỨU 2 6. NỘI DUNG NGHIÊN CỨU 2 CHƯƠNG 1. TỔNG QUAN HỆ THỐNG THÔNG TIN DI ĐỘNG 3 1.1. GIỚI THIỆU CHƯƠNG 3 1.2. TÌNH HÌNH PHÁT TRIỂN CỦA HỆ THỐNG THÔNG TIN DI ĐỘNG [5], [10] 3 1.2.1. Công nghệ di động thế hệ thứ 1 (1G) 3 1.2.2. Công nghệ di động thế hệ thứ 2 (2G) 4 1.2.3. Công nghệ di động thế hệ thứ 3 (3G) 5 1.2.4. Công nghệ di động thế hệ thứ 4 (4G) 6 1.3. KÊNH TRUYỀN VÔ TUYẾN [1], [10] 7 1.3.1. Giới thiệu về truyền sóng vô tuyến 7 1.3.2. Mô hình truyền dẫn quy mô lớn 8 1.3.3. Mô hình truyền dẫn quy mô nhỏ 10 1.3.4. Một số loại nhiễu 21 1.4. KẾT LUẬN CHƯƠNG 22 CHƯƠNG 2. HỆ THỐNG MIMO- OFDM 23 2.1. GIỚI THIỆU CHƯƠNG 23
ii 2.2. DUNG LƯỢNG KÊNH TRUYÊN VÔ TUYẾN [2], [4], [7], [8], [11], [12] 23 2.2.1. Hệ thống SISO 23 2.2.2. Hệ thống SIMO 24 2.2.3. Hệ thống MISO 24 2.2.4. Hệ thống MIMO 25 2.2.5. Hệ thống đa người dùng 26 2.3. MÔ HÌNH MIMO TỔNG QUÁT [3], [9], [10] 28 2.4. Hệ thống OFDM-MIMO 29 2.4.1. Truyền dữ liệu sử dụng đa sóng mang 29 2.4.2. Thực hiện rời rạc đa sóng mang 32 2.4.3. Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM) 37 2.5. KẾT LUẬN CHƯƠNG 39 CHƯƠNG 3. CÁC KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM 40 3.1. GIỚI THIỆU CHƯƠNG 40 3.2. TỔNG QUAN KỸ THUẬT SDMA 40 3.3. TỔNG QUAN KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA 41 3.3.1 Giới thiệu chung 41 3.3.2 Phân loại các kỹ thuật tiền mã hóa 43 3.3.3 Kỹ thuật tiền mã hóa cho hệ thống MIMO-OFDM 44 3.4. KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA ZERO FORCING 45 3.5. KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA BLOCK DIAGONALIZATION 47 3.6. KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA DIRTY PAPER CODING 50 3.7. KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA TOMLINSON-HARASHIMA 53 3.8. LỰA CHỌN THUÊ BAO 56 3.9. KẾT LUẬN CHƯƠNG 57 CHƯƠNG 4. CHƯƠNG TRÌNH MÔ PHỎNG VÀ KẾT QUẢ 58 4.1. GIỚI THIỆU CHƯƠNG 58
iii 4.2. LƯU ĐỒ THUẬT TOÁN 59 4.3. KẾT QUẢ VÀ NHẬN XÉT 60 4.3.1. Khảo sát BER của các kỹ thuật tiền má hóa tuyến tính 60 4.3.2. Khảo sát BER của các kỹ thuật tiền mã hóa 61 4.3.3. Khảo sát BER của các kỹ thuật tiền mã hóa phi tuyến 62 4.3.4. Khảo sát BER của các kỹ thuật khi thay đổi số thuê bao 63 4.4. KẾT LUẬN CHƯƠNG 65 KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI 66 DANH MỤC TÀI LIỆU THAM KHẢO 67
i DANH MỤC HÌNH Hình 1.1: FDMA 4 Hình 1.2:TDMA 5 Hình 1.3: CDMA 6 Hình 1.4: SDMA 6 Hình 1.5: Ba cơ chế truyền sóng cơ bản: Phản xạ, nhiễu xạ, tán xạ. 9 Hình 1.6: Mô tả hiệu ứng Doppler 12 Hình 1.7: Phân loại pha đinh quy mô nhỏ 17 Hình 1.8: Đặc tính kênh truyền pha đinh phẳng 18 Hình 1.9: Đặc tính kênh truyền chọn tần 19 Hình 2.1: Hệ thống SISO 23 Hình 2.2: Hệ thống SIMO 24 Hình 2.3: Hệ thống MIMO nxm 25 Hình 2.4: Máy phát đa sóng mang. 31 Hình 2.5: Máy thu đa sóng mang. 32 Hình 2.6: Tiền tố lặp có độ dài 35 Hình 2.7: ISI giữa các khối dữ liệu trong tín hiệu ngõ ra. 36 Hình 2.8: Hệ thống phát – thu OFDM 39 Hình 3.1: Trạm gốc với anten định hướng 41 Hình 3.2: Anten thu phát theo kỹ thuật SDMA 41 Hình 3.3: Mô hình hệ thống sử dụng SDMA đơn giản 42 Hình 3.4: Mô hình hệ thống SDMA-OFDM 44 Hình 3.5: Sơ đồ hệ thống ZF 46 Hình 4.1: Lưu đồ thuật toán chương trình chính 59 Hình 4.2: Lưu đồ thuật toán tính BER của hệ thống 60 Hình 4.3: BER của các kỹ thuật tiền mã hóa tuyến tính 61 Hình 4.4: BER của các kỹ thuật tuyến tính và phi tuyến 62 Hình 4.5: BER của kỹ thuật tiền mã hóa phi tuyến. 63 Hình 4.6: BER của kỹ thuật ZF khi thuê bao thay đổi. 64 Hình 4.7: BER của kỹ thuật DPC khi thuê bao thay đổi 65
ii DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT Hệ thống điện thoại di động cải AMPS Advanced Mobile Phone System tiến AWGN Additive White Gaussian Noise Nhiễu Gauss trắng cộng BEM Basis Expansion Model Mô hình cơ sở mở rộng BER Bit Error Rate Tỉ lệ lỗi bit Code Division Multiplexing CDMA Đa truy cập phân chia theo mã Access CP Cyclic Prefix Tiền tố lặp Thông tin trạng thái kênh CSI Channel State Information truyền Channel State Information at Thông tin trạng thái kênh CSIT Transmitter truyền tại máy phát DFT Discrete Fourier Transform Biến đổi Fourier rời rạc DoF Degress of free Bậc tự do EGC Equal gain combining Kết hợp độ lợi bằng nhau European Telecommunications Viện tiêu chuẩn viễn thông ETSI Standards Institude Châu Âu Ghép kênh phân chia theo tần FDM Frequency Division Multiplexing số Frequency Division Multiple Đa truy cập phân chia theo tần FDMA Access số FFT Fast Fourier Transform Phép biến đổi Fourier nhanh GI Guard Interval Khoảng bảo vệ Global System for Mobile Hệ thống thông tin di động toàn GSM Communication cầu
iii ICI Inter Channel Interference Nhiễu liên kênh Inverse Discrete Fourier IDFT Biến đổi Fourier rời rạc ngược Transform IFFT Inverse Fast Fourier Transform Biến đổi Fourier nhanh ngược Improved Mobile Telephone Dịch vụ điện thoại di động cải IMTS Service tiến ISI Inter Symbol Interference Nhiễu liên ký tự International Telecommunication ITU Hiệp hội viễn thông quốc tế Union LOS Light of Sight Đường truyền thẳng LTE Long Term Evolution Phát triển dài hạn MAP Maximum-A-Posteriori MGC Maximum gain combining Kết hợp độ lợi lớn nhất MIMO Multiple Input Multiple Output Đa ngõ vào đa ngõ ra MISO Multiple input Single Output Đa ngõ vào một ngõ ra ML Maximum Likelihood Khả giống cực đại MS Mobile Station Trạm thuê bao MSE Mean Square Error Lỗi bình phương trung bình Orthogonal Frequency Division Ghép kênh phân chia theo tần OFDM Multiplexing số trực giao Orthogonal Frequency Division Đa truy cập phân chia theo tần OFDMA Multiplexing Access số trực giao PSD Power Spectral Density Mật độ phổ công suất Quadrature Amplitude QAM Điều chế biên độ vuông góc Modulation SC Selection Diversity Phân tập chọn lựa
iv Đa truy cập phân chia theo SDMA Space Division Multiple Access không gian SIMO Single Input Multiple Output Một ngõ vào đa ngõ ra SISO Single Input Single Output Một ngõ vào một ngõ ra SNR Signal to Noise Rate Tỷ số tín hiệu trên nhiễu Ghép kênh phân chia theo thời TDM Time Division Multiplexing gian Đa truy cập phân chia theo thời TDMA Time Division Multiple Access gian Telecomunication Industry Hiệp hội Công nghiệp Viễn TIA Association thống Universal Mobile Hệ thống thông tin di động đa UMTS Telecommunnication System năng. Đa truy cập phân chia theo mã W-CDMA Wideband CDMA băng rộng
v ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG CỘNG HÒA XÃ HỘI CHỦ NGHĨA VIỆT NAM TRƯỜNG CĐ CÔNG NGHỆ THÔNG TIN Độc lập – Tự do – Hạnh phúc THÔNG TIN KẾT QUẢ NGHIÊN CỨU 1. Thông tin chung: - Tên đề tài: NGHIÊN CỨU KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM - Mã số: T2017-07-03 - Chủ nhiệm: ThS. Phan Thị Quỳnh Hương - Thành viên tham gia: - Cơ quan chủ trì: Trường Cao đẳng Công nghệ thông tin - Thời gian thực hiện: Từ tháng 04/2017 đến thàng 12/2017 2. Mục tiêu: Nghiên cứu lý thuyết và áp dụng xây dựng chương trình mô phỏng các kỹ thuật tiền mã hóa trong mô hình truyền dẫn MIMO đa người dùng, đưa ra nhận xét và đánh giá. 3. Tính mới và sáng tạo: So sánh và đánh giá ưu nhược điểm của các kỹ thuật tiền mã hóa trong hệ thống MU-MIMO. 4. Tóm tắt kết quả nghiên cứu: Kỹ thuật tiền mã hóa với ưu điểm vượt trội là loại bỏ nhiễu giao thoa các tín hiệu nhận giữa các thuê bao khác nhau, giữa các anten thu trong cùng một thuê bao đã góp phần đáng kể vào việc cải thiện chất lượng của hệ thống MIMO-OFDM đang được ứng dụng rất nhiều trong các hệ thống viễn thông tốc độ cao. Trong quá trình nghiên cứu kỹ thuật tiền mã hóa trong hệ thống MIMO-OFDM, báo cáo đã tập trung vào các phương pháp phổ biến như ZF, BD, DPC, TH. Bên cạnh đó, báo cáo cũng trình bày về kỹ thuật OFDM, hệ thống MIMO, kênh truyền vô tuyến nhằm có cái nhìn toàn diện hơn về hệ thống MIMO-OFDM. Ngoài ra báo cáo cũng đề cập đến kỹ thuật SDMA, một kỹ thuật đa truy cập phân chia theo không
vi gian, góp phần giảm được hiện tượng giao thoa tần số, nhiễu đồng kênh, nhiễu đa đường, tăng dung lượng hệ thống. Hiện nay SDMA được sử dụng rộng rãi và mang lại lợi ích to lớn. 5. Tên sản phẩm: Chương trình mô phỏng các kỹ thuật tiền mã hóa trong hệ thống MU-MIMO. 6. Hiệu quả, phương thức chuyển giao kết quả nghiên cứu và khả năng áp dụng: Đề tài này có thể được dùng làm cơ sở nghiên cứu khoa học, giảng dạy, hướng dẫn sinh viên. 7. Hình ảnh, sơ đồ minh họa chính Hình 4.4: BER của các kỹ thuật tuyến tính và phi tuyến
vii Hình 0.1: BER của kỹ thuật tiền mã hóa phi tuyến.
viii Hình 4.6: BER của kỹ thuật ZF khi thuê bao thay đổi. Hình 4.7: BER của kỹ thuật DPC khi thuê bao thay đổi
ix Đà Nẵng, ngày tháng năm Cơ quan chủ trì Chủ nhiệm đề tài
1 MỞ ĐẦU 1. TỔNG QUAN TÌNH HÌNH NGHIÊN CỨU THUỘC LĨNH VỰC CỦA ĐỀ TÀI Ở TRONG VÀ NGOÀI NƯỚC Trong thời đại công nghiệp hóa, hiện đại hóa nước nhà như hiện nay, ngành thông tin di động đóng một vai trò hết sức quan trọng. Sự phát triển với tốc độ chóng mặt về cả số lượng thuê bao lẫn chất lượng dịch vụ đã đóng góp đảng kể vào việc liên lạc thông tin kinh tế - chính trị - xã hội của nước nhà. Và việc áp dụng các kĩ thuật truyền thông không dây tiên tiến là một nguyên nhân mấu chốt cho sự thành công. Một loại hệ thống kênh truyền được sử dụng khá phổ biến trong thời gian những năm gần đây, bởi sự hiệu quả và thiết thực, đó là hệ thống MIMO, hệ thống cho thấy tính thực tế bởi việc thiết lập và xây dựng trên mô hình đa người dùng, và đa anten phát ở trạm phát. Điều này làm cho hiệu quả kênh truyền tăng lên đáng kể. Trong đó kĩ thuật tiền mã hóa đóng một vai trò cơ bản để tăng chất lượng tín hiệu kênh MIMO. 2. TÍNH CẤP THIẾT CỦA ĐỀ TÀI Một loại hệ thống kênh truyền được sử dụng khá phổ biến trong thời gian những năm gần đây, bởi sự hiệu quả và thiết thực, đó là hệ thống MIMO, hệ thống cho thấy tính thực tế bởi việc thiết lập và xây dựng trên mô hình đa người dùng, và đa anten phát ở trạm phát. Điều này làm cho hiệu quả kênh truyền tăng lên đáng kể. Trong đó, kĩ thuật tiền mã hóa đóng một vai trò cơ bản để cải thiện khả năng nhận tín hiệu của máy thu, cải thiện hiệu suất sử dụng tín hiệu kênh MIMO. Vì vậy, đề tài này sẽ tìm hiểu, nghiên cứu các kỹ thuật tiền mã hóa trong hệ thống MIMO-OFDM. 3. MỤC TIÊU ĐỀ TÀI Nghiên cứu lý thuyết các kỹ thuật tiền mã hóa.
2 Áp dụng mô phỏng lý thuyết trong mô hình truyền dẫn MIMO, đưa ra nhận xét, đánh giá.Nghiên cứu và áp dụng lý thuyết sử dụng thông tin kênh truyền trễ vào mô hình truyền dẫn MIMO đa người dùng. 4. ĐỐI TƯỢNG, PHẠM VI NGHIÊN CỨU Đối tượng nghiên cứu: o Hệ thống MIMO-OFDM o Các kỹ thuật tiền mã hóa Phạm vi nghiên cứu: Kênh truyền MIMO, đồng thời giả sử các kênh truyền fading phẳng độc lập và phân bố đều. 5. CÁCH TIẾP CẬN, PHƯƠNG PHÁP NGHIÊN CỨU Phương pháp luận xuyên suốt của đề tài là kết hợp nghiên cứu lý thuyết và mô phỏng để làm rõ nội dung đề tài. Cụ thể như sau: - Dẫn dắt vấn đề từ các khái niệm cơ bản trong kênh truyền SISO, MIMO, OFDM. - Nguyên cứu các kỹ thuật tiền mã hóa ZF, BD, DPC, THC. - Ứng dụng các kỹ thuật trên trong hệ thống MIMO. Sử dụng phần mềm chuyên dụng (Matlab) để mô phỏng mô hình. 6. NỘI DUNG NGHIÊN CỨU - Các khái niệm cơ bản trong kênh truyền SISO, MIMO, OFDM. - Các kỹ thuật tiền mã hóa. - Thực hiện mô phỏng các mô hình trên, phân tích so sánh. - Viết báo cáo tổng kết đề tài.
3 CHƯƠNG 1. TỔNG QUAN HỆ THỐNG THÔNG TIN DI ĐỘNG 1.1. GIỚI THIỆU CHƯƠNG Trong chương này, ta sẽ nghiên cứu về sự phát hiện của mạng thông tin di động và tình hình chung của mạng di động hiên nay. Trong phần này còn trình bày những khái niệm và một số vấn đề gây ảnh hưởng đến tín hiệu trong kênh truyền vô tuyến. 1.2. TÌNH HÌNH PHÁT TRIỂN CỦA HỆ THỐNG THÔNG TIN DI ĐỘNG [5], [10] Vào cuối những năm 1940, dịch vụ điện thoại vô tuyến đầu tiên đã ra đời và đây là dịch vụ thiết kế cho người sử dụng trên xe hơi. Sau đó, hệ thống điện thoại di động cải tiến (IMTS) ra đời vào những năm 1960 bởi Bell Systems đã mang lại một số cải tiến như gọi trực tiếp và có băng thông lớn hơn. Nhiều hệ thống tương tự đầu tiên dựa trên IMTS ra đời vào cuối những năm 1960, đầu 1970. Các hệ thống này được gọi là ‘tế bào’ vì một vùng phủ sóng lớn được chia thành các khu vực nhỏ hơn, gọi là ‘tế bào’. Mỗi tế bào được cung cấp bởi một máy phát, máy thu có công suất thấp. 1.2.1. Công nghệ di động thế hệ thứ 1 (1G) Hệ thống di động thế hệ thứ nhất là một hệ thống tương tự, được phát triển vào những năm 1970. Thế hệ đi động đầu tiên này có hai cải tiến lớn, đó là sự ra đời của bộ vi xử lý và bộ chuyển đổi số của đường liên kết điều khiển giữa điện thoại và trạm tế bào. Hệ thống điện thoại di động cải tiến (AMPS) đầu tiên được đưa vào sử dụng tại Hoa Kỳ cũng là một hệ thống di động 1G. Công nghệ chính được sử dụng trong 1G là đa truy cập phân chia theo tần số (FDMA), công nghệ này cho phép thực hiện cuộc gọi thoại trong một quốc gia. FDMA, đa truy cập phân chia theo tần số, là hệ thống tương tự phổ biến nhất. Đối với kỹ thuật này, phổ tín hiệu sẽ được chia thành nhiều dải tần con, và mỗi dải tần gán cho một người sử dụng. Tại một thời điểm, chỉ có một người sử
4 dụng gán cho một tần số. Vì thế khi đó, tần số đó sẽ bận cho đến khi cuộc gọi kết thúc, hoặc nếu có cuộc gọi khác thì sẽ sử dụng tần số khác. Đối với cuộc gọi thông thường, sẽ cần hai tần số, một tần số để gửi, và một tần số để nhận. FDMA chỉ được sử dụng trọng hệ thống tương tự thế thế đầu tiên, bởi vì sự lãng phí băng thông như đã nói ở trên. Hình 1.1: FDMA 1.2.2. Công nghệ di động thế hệ thứ 2 (2G) Công nghệ di động thế hệ thứ hai xuất hiện vào cuối những năm 1980. Các hệ thống 2G đã thực hiện số hóa tín hiệu thoại và đường liên kết điều khiển. Hệ thống số mới này mang mang chất lượng tốt hơn và nhiều dung lượng kênh truyền hơn (Ví dụ: Cho phép nhiều người hơn sử dụng điện thoại cùng lúc mà không bị rớt cuộc gọi), chi phí thấp hơn tại các đầu cuối tiêu thụ. Công nghệ chính trong 2G là đa truy cập phân chia theo thời gian (TDMA). Mạng thương mại đầu tiên ứng dụng TDMA cho sử dụng công cộng là Truyền thông di động cho hệ thống toàn cầu (GSM). TDMA, đa truy cập phân chia theo thời gian sẽ sử dụng toàn bộ phổ tần. TDMA không chia thành các dải tần, mà chia theo thời gian, thành các khe thời gian trên tất cả các tần số. Mỗi người dùng sẽ được cấp một khe thời gian. Vì vậy, nhiều người dùng có thể sử dụng chung một tần số, nhưng có khe thời gian khác nhau. TDMA được sử dụng nhiều trong mạng 2G.
5 Hình 1.2:TDMA 1.2.3. Công nghệ di động thế hệ thứ 3 (3G) Hệ thống di động thế thế thứ ba hứa hẹn mạng lại các dịch vụ thông tin liên lạc như thoại, fax, khả năng truyền dữ liệu qua Internet nhanh hơn. Mục tiêu chính của 3G là cung cấp các dịch vụ mọi lúc, mọi nơi trên toàn thế giới, với hệ thống chuyển vùng liền mạch giữa các tiêu chuẩn. IMT-2000 của ITU là một tiêu chuẩn toàn cầu cho hệ thống 3G và cho phép các dịch vụ và ứng dụng sáng tạo, như giải trí đa phương tiện, các dịch vụ dựa trên địa điểm, Tại Nhật, Mạng 3G đầu tiên được khải triển vào năm 2001. Công nghệ 3G có thể hỗ trợ 144 Kbps với tốc độ di chuyển cao của phương tiên, 384 Kbps tại địa phương và 2Mbps cho các trạm cố định. 3G đã khởi đầu như thế nào? Ý tường đầu tiên không phải đến từ các nhà điều hành mạng, mà đến từ các nhà sản xuất thiết bị. Năm 1996, NTT (Nippon Telephone & Telegraph) và Erission bắt đầu phát triển 3G, sau đó vào năm 1997 tại Hoa Kỳ, Hiệp hội Công nghiệp Viễn thông (TIA - Telecomunication Industry Association) đã chọn CDMA (đa truy cập phân chia theo mã) là kỹ thuật chính sử dụng trong 3G. Vào năm 1998, Viện tiêu chuẩn viễn thông Châu Âu (ETSI - European telecommunicaitons Standards Institude) cũng chọn CDMA làm công nghệ phát triển. Cũng vào năm 1998, hệ thống viễn thông di động toàn cầu (UMTS) đã phát triển kỹ thuật CDMA băng rộng (W-CDMA) và CDMA2000. Hai tiêu chuẩn vô tuyến chính sử dụng trong 3G là W-CDMA và CDMA2000. W-CDMA được sử dụng ở Châu Âu, còn CDMA2000 được sử dụng tại USA. Đối với kỹ thuật CDMA, một tín hiệu mang dữ liệu, sau đó được nhân với
6 tín hiệu có tốc độ cao hơn, băng thông lớn hơn, ở đây sử dụng ghép kênh phân chia theo thời gian (TDM). CDMA2000 sử dụng ghép kênh phân chia theo mã (CDM). CDMA, đa truy cập phân chia theo mã sử dụng phương pháp trải phổ. Khác với FDMA, CDMA cho phép người dùng sử dụng tất cả các tần số có sẵn cùng lúc. Mỗi cuộc gọi sẽ được gán cho một mã riêng biệt, vì thế mới có tên là ‘phân chia theo mã’. CDMA rất hiệu quả về băng thông. CDMA còn có thể trao đổi thông tin với nhiều hơn một trạm cùng lúc. Vì thế nó được chọn để sử dụng trong hệ thống 3G. Hình 1.3: CDMA 1.2.4. Công nghệ di động thế hệ thứ 4 (4G) Thông tin di động thế hệ thứ tư sẽ mang lại tốc độ truyền dữ liệu cao hơn so với hệ thống 3G. Dự đoán, tốc độ dữ liệu của hệ thống 4G tăng lên đến 100 Mbps đối với phương tiện di chuyển và 1Gbps đối với các trạm cố định. Các kỹ thuật được sử dụng trong mạng 4G là OFDM, SDMA, Hình 1.4: SDMA SDMA là kỹ thuật đa truy cập phân chia theo không gian. Kỹ thuật này sử dụng các hướng (góc) khác nhau trong không gian tín hiệu, sau đó được phân kênh
7 và gán cho người dùng khác nhau. Kỹ thuật này thường được thực hiện với các anten định hướng (hình 1.4). 1.3. KÊNH TRUYỀN VÔ TUYẾN [1], [10] Kênh truyền vô tuyến đưa ra những giới hạn về chất lượng của các hệ thống thông tin không dây. Đường truyền giữa máy phát và máy thu có thể thay đổi từ dạng đơn giản như đường truyền thẳng của ánh sáng, hoặc là các đường bị cản bởi tòa nhà, núi và xe cộ, Trong khi kênh truyền có dây có tính chất đứng yên và có thể dự đoán được, còn kênh truyền không dây là các thông số ngẫu nhiên và biên độ của tín hiệu có thể bị giảm bởi các vật thể di động trong không gian. Mô hình hóa kênh truyền vô tuyến là một trong những khó khăn trong việc thiết kế hệ thống vô tuyến di động, và thường được thực hiện với mô hình thống kế với các thông số đặc trưng cho từng hệ thống. 1.3.1. Giới thiệu về truyền sóng vô tuyến Các cơ chế truyền sóng điện từ rất đa dạng, nhưng thường là do phản xạ, nhiễu xạ, tán xạ. Hầu hết các hệ thống vô tuyến tế bào hoạt động ở khu vực đô thị, đây là khu vực đông đúc nên sẽ không có các đường truyền thẳng của ánh sáng giữa máy phát và máy thu. Sự hiện diện của các tòa nhà cao sẽ gây là hao tổn nhiễu xạ. Hoặc do sự phản xạ khi gặp các vật cản, làm cho các sóng điện từ sẽ truyền trong nhiều đường khác nhau đến đến máy thu. Sự tương tác giữa các sóng này gây nên hiện tượng đa đường, và biên độ của sóng giảm khi khoảng cách giữa máy phát và máy thu tăng lên. Mô hình truyền dẫn thường tập trung vào việc dự đoán tín hiệu thu trung bình tại một khoảng cách so với máy phát và sự thay đổi của cường độ tín hiệu ở không gian gần khu vực đang xét. Mô hình truyền dẫn sẽ dự đoán cường độ tín hiệu với khoảng cách theo khoảng cách máy phát – máy thu để ước lượng khu vực hội tụ vô tuyến của máy phát, gọi là mô hình truyền dẫn quy mô lớn, vì ta thực hiện đặc trưng hóa cường độ tín hiệu theo khoảng cách máy phát – máy thu (khoảng hàng trăm, hàng ngàn mét). Ngược lại, mô hình truyền dẫn đặc trung cho sự dao động
8 nhanh của biên độ tín hiệu thu trên khoảng cách truyền ngắn (vài bước sóng) hoặc trong thời gian truyền ngắn, được gọi là mô hình truyền dẫn quy mô nhỏ, hay mô hình pha đinh. Khi người dùng di chuyển trên một khoảng cách nhỏ, tín hiệu thu tức thời sẽ dao động nhanh, gây ra pha đinh quy mô nhỏ. 1.3.2. Mô hình truyền dẫn quy mô lớn Mô hình truyền dẫn trong không gian tự do Mô hình truyền dẫn trong không gian tự do được sử dụng để dự đoán biên độ tín hiệu thu khi không gian giữa máy phát và máy thu không có vật cản, tức là chỉ có đường truyền thẳng giữa chúng. Hệ thống thông tin vệ tinh và các đường liên kết vô tuyến LOS vi sóng điển hình cũng dựa trên mô hình truyền dẫn trong không gian tự do này. Hầu hết mô hình truyền dẫn quy mô lớn đều dự đoán công suất thu là hàm theo khoảng cách giữa máy phát – máy thu. Công suất không gian tự do nhận được tại anten thu cách anten phát một khoảng d được biểu diễn theo phương trình không gian tự do Friis như sau: [1-1] Trong đó, là công suất phát, là công suất thu theo hàm khoảng cách máy thu – máy phát, là độ lợi anten phát, là độ lợi anten thu, là khoảng cách giữa máy thu – máy phát theo đơn vị mét, là hệ số hao tổn hệ thống không do truyền dẫn ( , là bước sóng theo đơn vị mét. Độ lợi của anten phụ thuộc vào khẩu độ hiệu dụng như sau: [1-2] Khẩu độ hiệu dụng phụ thuộc vào kích thước vật lý của anten. phụ thuộc vào tần số sóng mang:
9 [1-3] Trong đó là tần số sóng mang theo đơn vị Hz, là tần số sóng mang theo đơn vị radian/giây, là vận tốc ánh sáng theo đơn vị mét/giây. Theo phương trình 1-1 cho thấy công suất tín hiệu thu sẽ giảm theo bình phương khoảng cách máy phát – máy thu. Suy hao đường truyền, biểu diễn cho sự suy hao tín hiệu. Đây là một đại lượng dương tính theo đơn vị dB, là sự khác nhau (theo dB) giữa công suất truyền và công suất thu hiệu dụng. Suy hao đường truyền đối với mô hình không gian tự do như sau: [1-4] Ba cơ chế truyền sóng cơ bản Ba cơ chế truyền sóng cơ bản ảnh hưởng đến truyền dẫn đối với hệ thống truyền dẫn di động gồm phản xạ, nhiễu xạ, tán xạ. Công suất thu là thông số quan trọng nhất được dự đoán thông qua mô hình truyền dẫn quy mô to dựa trên tính chất vật lý của phản xạ, nhiễu xạ, tán xạ. Hình 1.5: Ba cơ chế truyền sóng cơ bản: Phản xạ, nhiễu xạ, tán xạ. Tín hiệu thu thực sự trong môi trường vô tuyến không dây thường mạnh hơn so với tín hiệu được dự đoán, không chỉ là do hiện tượng phản xạ và nhiễu xạ. Khi sóng vô tuyến truyền đến các bề mặt thô, năng lượng phản xạ sẽ trải rộng theo tất cả các hướng, dẫn đến sự tán xạ. Các vật thể như cột đèn, cây cối có xu hướng làm cho
10 năng lượng tán xạ theo mọi hướng, tạo thêm năng lượng vô tuyến tại máy thu. Tóm tại, tán xạ xảy ra khi sóng truyền qua môi trường gồm các vật cản có kích thước nhỏ hơn so với bước sóng như bề mặt thô, và có số lượng lớn vật cản trên một đơn vị thể tích. 1.3.3. Mô hình truyền dẫn quy mô nhỏ Thuật ngữ ‘Pha đinh quy mô nhỏ’ được dùng để chỉ dao động nhanh của biên độ của tín hiệu vô tuyến trong một khoảng thời gian ngắn, hoặc khoảng cách truyền ngắn, vì vậy suy hao đường truyền quy mô lớn không đang kể trong trường hợp này. Do cách tính chất của truyền dẫn sóng truyền trong không gian sẽ tạo rất nhiều phiên bản của tín hiệu truyền đến máy thu ở các thời điểm khác nhau, gây ra nhiễu lẫn nhau, tạo ra pha đinh. Những sóng này, gọi là sóng đa đường, cùng kết hợp tại anten thu, làm cho tín hiệu thu được có độ biến đổi biên độ và pha rộng. Truyền đa đường quy mô nhỏ Truyền đa đường trong kênh truyền vô tuyến sẽ gây ra hiệu ứng pha định quy mô nhỏ. Có ba loại hiệu ứng quan trọng nhất sau: - Biên độ tín hiệu thay đổi nhanh trong khoảng cách truyền nhỏ, khoảng thời gian nhỏ. - Điều chế tần số ngẫu nhiên do dịch Doppler khác nhau ở các tín hiệu đa đường khác nhau. - Phân tán thời gian do trễ truyền đa đường. Khi truyền trong khu đô thị cao ốc thường xảy ra pha đinh vì chiều cao của các anten đi động thường thấp hơn chiều cao của các cấu trúc xung quanh, vì vậy sẽ không có đường truyền thẳng từ anten đến các trạm gốc. Thậm chí ngay cả khi đường truyền thẳng tồn tại, hiện tượng đa đường vẫn xảy ra do phản xạ từ mặt đất và các cấu trúc xung quanh. Sóng vô tuyến đến với nhiều hướng khác nhau sẽ có những độ trễ khác nhau. Sóng đến bao gồm các sóng phẳng có biên độ, pha, góc đến phân bố ngẫu nhiên, Các thành phần đa đường này sẽ kết hợp tại anten thu, và có thể làm cho tín hiệu thu tại trạm di động bị sai lệch. Nếu trạm thu đứng yên, thì
11 tín hiệu thu vẫn có thể chịu ảnh hường của pha đinh do sự di chuyển của các vật thể trên kênh truyền. Các yếu tố ảnh hưởng pha đinh quy mô nhỏ Có nhiều yếu tố vật lý trên kênh truyền vô tuyến ảnh hưởng đến pha định quy mô nhỏ, bao gồm: - Truyền đa đường - Tốc độ di chuyển - Tốc độ của vật thể xung quanh - Băng thông truyền của tín hiệu Dịch Doppler Giả sử thiết bị di động với vận tốc không đổi dọc theo đường có khoảng cách d giữa điểm X và Y, trong khi nó sẽ nhận tín hiệu từ trạm gốc S (hình 1.2). Độ chênh lệch giữa các độ dài đường dẫn từ điểm S đến điểm X và Y là , trong đó là thời gian cần thiết để thiết bị di chuyển từ X đến Y, và được giả sử là giống nhau tại điểm X và Y vì ta giả định nguồn S ở rất xa. Sự thay đổi pha của tín hiệu thu do độ dài đường truyền thay đổi là: [1-5] Và sự thay đổi về tần số, gọi là dịch Doppler, ký hiệu là , với: [1-6] Biểu thức 1.6 nêu lên mối liên hệ giữa dịch Doppler và vận tốc di chuyển và góc giữa hướng di chuyển và hướng truyền đến của sóng. Ta có thể thấy rằng, nếu thiết bị di chuyển về hướng truyền đến của sóng, dịch Doppler là một số dương, còn nếu di chuyển ngược hướng truyền thì dịch Doppler sẽ là một số âm.
12 Hình 1.6: Mô tả hiệu ứng Doppler Mô hình đáp ứng xung của kênh truyền đa đường Tín hiệu phức truyền đi có thể được biểu diễn như sau: [1-7] Tín hiệu thu được khi truyền trên kênh truyền đa đường (L đường): [1-8] Trong đó là độ suy hao tại thời điểm từ máy phát đến máy thu trên đường truyền , là độ trễ truyền tại thời điểm từ máy phát đến máy thu trên đường truyền , là nhiễu nhiệt tại anten thu tại thời điểm . Từ biểu thức 1-7 và 1-8 ta được:
13 Với tín hiệu dải gốc thu được: [1-9] Bước tiếp theo là ta tạo mô hình kênh truyền để chuyển đổi từ mô hình theo thời gian liên tục thành mô hình theo thời gian rời rạc, trong đó có sử dụng định lý lấy mẫu. Giả sử dạng sóng vào x(t) có giới hạn băng là W. Phương trình dải gốc được biểu diễn: [1-10] Với và . Biểu diễn này tuân theo định lý lấy mẫu ở chỗ bất kỳ dạng sóng nào có băng thông giới hạn ở W/2 thì có thể mở rộng thành hàm cơ sở trực giao với hệ số tương ứng với các mẫu được lấy tại số nguyên lần của . Từ phương trình 1-9, 1-10 tín hiệu thu trong dải gốc được biểu diễn: Lẫy mẫu tín hiệu ngõ ra tại số nguyên lần với
14 [1-11] Đặt , biểu thức 1-11 có thể viết lại: [1-12] Vậy mô hình kênh truyền theo thời gian rời rạc được biểu diễn: [1-13] Với Mô hình rời rạc theo theo thời gian đơn giản trên được sử dụng rộng rãi trong các kỹ thuật truyền dẫn ở lớp vật lý như hệ thống OFDM (ví dụ WiFi, WiMax, LTE). Các thông số của kênh truyền đa đường di động - Băng thông kết hợp Nếu trải trễ là một hiện tượng tự nhiên gây ra bởi các đường truyền bị phản xạ và tán xạ trên kênh truyền vô tuyến, thì băng thông kết hợp, ký hiệu là , được định nghĩa theo mối liên hệ với trải trễ hiệu dụng. Băng thông kết hợp là thông số thống kê của dải tần số mà kênh truyền được xem là “phẳng” (ví dụ kênh truyền mà các thành phẩn phổ tần số đều cùng độ lợi và pha tuyến tính). Nói một cách khác, độ rộng băng thông kết hợp là một dải tần số mà hai thành phần tần số có tương quan biên độ lớn. Hai sóng sin với độ chênh lệch tần số lớn hơn chịu ảnh hưởng khác nhau đối với kênh truyền. Nếu băng thông kết hợp được định nghĩa là băng thông là hàm tương quan tần số lớn hơn 0.9, thì băng thông kết hợp xấp xỉ:
15 [1-14] Nếu hàm tương quan tần số lớn hơn 0.5, thì băng thông kết hợp xấp xỉ: [1-15] - Trải Doppler và thời gian kết hợp Trải trễ và băng thông kết hợp là các thông số để biểu diễn sự phân tán về mặt thời gian của kênh truyền trong tự nhiên. Tuy nhiên, chúng không cung cấp thông tin về tính chất thay đổi theo thời gian của lênh truyền gây ra do có sự chuyển động tương đối giữa trạm phát và trạm thu, hoặc do sự di chuyển của các vật cản trong kênh truyền. Trải Doppler là thông số trải rộng phổ do tốc độ thời gian của sự thay đổi kênh truyền và được định nghĩa là dải tần số mà phổ Doppler thu là con số khác không. Khi sóng sin lý tưởng có tần số được truyền đi, phổ tín hiệu thu, được gọi là phổ Doppler, gồm các thành phần nằm trong dải từ đến , với là dịch Doppler. Khoảng phổ mở rộng đó phụ thuộc vào , mà lại là hàm theo vận tốc tương đối của thiết bị đi động và góc giữa hướng di chuyển và hướng đến của sóng tán xạ. Nếu băng thông tín hiệu dải gốc lớn hơn nhiều so với , thì ảnh hưởng của trải Doppler không đang kể tại máy thu. Khi đó, kênh truyền gọi là kênh truyền pha đinh chậm. Thời gian kết hợp là thông số trong miền thời gian của trải Doppler và được dùng để đặc trung cho tính chất tự nhiên thay đổi theo thời gian của phân tán tần số của kênh truyền trong miền thời gian. Trải Doppler và thời gian kết hợp nghịch đảo nhau, vì vậy ta có:
16 [1-16] Thời gian kết hợp, thật ra, là thông số thống kê của khoảng thời gian mà đáp ứng xung của kênh truyền không thay đổi. Về định lượng, có thể nói là đáp ứng kênh truyền giống nhau trong khoảng thời gian đó. Nói một cách khác, thời gian kết hợp là khoảng thời gian mà khi đó hai tín hiệu thu được sẽ có sự tương quan biên độ lớn nhất. Nếu băng thông nghịch đảo của tín hiệu dải gốc lớn hơn thời gian kết hợp của kênh truyền, thì kênh truyền sẽ thay đổi trong quá trình truyền bản tin dải gốc, gây ra hiện tượng méo tại máy thu. Phân loại pha đinh quy mô nhỏ Dựa vào mối liên hệ giữa các thông số tín hiệu (băng thông, thời gian truyền ký tự, ) và các thông số kênh truyền (trải trễ hiệu dụng, trải Doppler), mà các tín hiệu truyền khác nhau sẽ chịu ảnh hưởng của các loại pha đinh khác nhau. Cơ chế phân tán thời gian và phân tán tần số trong kênh truyền vô tuyến di động dẫn đến có 4 loại ảnh hưởng. Trong khi trễ đa đường liên quan đến phân tán thời gian và pha đinh chọn tần, thì trải Doppler lại dẫn đến phân tán tần số và pha đinh chọn thời. Hình 1.7 mô tả sự độc lập giữa chúng. Pha đinh quy mô nhỏ (dựa trên trải trễ thời gian đa đường) Pha đinh phẳng Pha đinh chọn tần 1. BW tín hiệu BW kênh truyền 2. Trải trễ Chu kỳ ký tự
17 Pha đinh quy mô nhỏ (dựa trên trải Doppler) Pha đinh nhanh Pha đinh chậm 1. Trải Doppler lớn 1. Trải Doppler nhỏ 2. Thời gian kết hợp chu kỳ ký tự 3. Kênh thay đổi nhanh hơn tín hiệu dải 3. Kênh thay đổi chậm hơn tín hiệu dải gốc gốc Hình 1.7: Phân loại pha đinh quy mô nhỏ - Pha đinh phẳng Khi kênh truyền vô tuyến di động có độ lợi hằng và đáp ứng pha tuyến tính trên khoảng băng, trong đó băng thông này lớn hơn so với băng thông của tín hiệu truyền, khi đó tín hiệu thu được gọi là chịu ảnh hưởng của pha đinh phẳng. Trong pha đinh phẳng, cấu trúc đa đường của kênh truyền sẽ đảm bảo cho các tính chất phổ của tín hiệu truyền được nguyên vẹn tại máy thu. Tuy nhiên, do đa đường nên độ lợi kênh truyền có sự dao động, làm cho độ lớn của tín hiệu thu sẽ thay đổi theo thời gian. Đặc tính của kênh truyền pha đinh phẳng được mô tả trong hình 1.4.
18 Hình 1.8: Đặc tính kênh truyền pha đinh phẳng Tóm lại, tín hiệu chịu ảnh hưởng pha đinh phẳng thì: [1-17] Và [1-18] Với là băng thông nghịch đảo, chu kỳ ký tự; là băng thông tín hiệu; và lần lượt là băng thông kết hợp và trải trễ của kênh truyền. - Pha đinh chọn tần Nếu kênh truyền có độ lợi hàng và đáp ứng pha tuyến tính trên khoảng băng thông, trong đó băng thông này nhỏ hơn băng thông của tín hiệu truyền, thì kênh truyền gọi là pha đinh chọn tần đối với tín hiệu thu. Khi đó, đáp ứng xung kênh truyền sẽ có trải trễ đa đường lớn hơn băng thông của tín hiệu. Và tín hiệu thu sẽ gồm nhiều phiên bản của tín hiệu đến, các phiên bản này suy hao và trễ, dẫn đến tín hiệu thu sẽ bị méo, gây ra nhiễu liên ký tự (ISI). Nếu quan sát trong miền tần số, các thành phần tần số nhất định trong phổ tín hiệu thu sẽ có độ lợi lớn hơn thành phần khác.
19 Hình 1.9: Đặc tính kênh truyền chọn tần Đối với pha định chọn tần, phổ S(f) của tín hiệu phát lớn hơn băng thông kết hợp của kênh truyền. Trong miền tần số, kênh truyền chọn tần khi độ lợi khác nhau đối với các tần số khác nhau. Cũng do hiện tượng trễ đa đường nên kênh truyền có hiện tượng chọn tần như vậy. Kênh truyền pha đinh chọn tần cũng được gọi là kênh truyền băng rộng vì băng thông của tín hiệu s(t) lớn hơn băng thông của đáp ứng xung của kênh truyền. Khi thời gian thay đổi, độ lợi và pha của kênh truyền cũng thay đổi dọc theo phổ của s(t), làm cho tín hiệu thu r(t) bị méo thay đổi theo thời gian. Tóm lại, tín hiệu chịu ảnh hưởng pha đinh chọn tần khi: [1-19] Và [1-20] - Pha đinh nhanh Phụ thuộc vào tín hiệu phát dải gốc thay đổi nhanh hay chậm so với tốc độ thay đổi của kênh truyền, mà có thể phân loại được kênh truyền là pha đinh nhanh hay pha đinh chậm. Đối với kênh truyền pha đinh nhanh, đáp ứng xung của kênh truyền thay đổi nhanh so trong một chu kỳ ký tự. Khi đó thời gian kết hợp của kênh truyền nhỏ hơn chu kỳ ký tự của tín hiệu phát. Tóm tại, tín hiệu chịu ảnh hưởng pha đinh nhanh khi:
20 [1-21] Và [1-22] Lưu ý, khi kênh truyền được cho là pha đinh nhanh hay pha đinh chậm, thì cũng không có nghĩa kênh truyền đó là pha đinh phẳng hay pha đinh chọn tần. Pha đinh nhanh chỉ liên quan đến tốc độ thay đổi của kênh truyền do có sự di chuyển. Trong trường hợp pha đinh phẳng, ta có xấp xỉ đáp ứng xung với hàm delta. Vì vậy, kênh truyền pha đinh phẳng, nhanh là kênh truyền có biên độ của hàm delta thay đổi nhanh hơn tốc độ thay đổi tín hiệu truyền ở dải gốc. Đối với trường hợp pha đinh chọn tần, nhanh thì biên độ, pha, trễ của các thành phần đa đường sẽ thay đổi nhanh hơn tốc độ thay đổi của tín hiệu phát. Trên thực tế, pha đinh nhanh chỉ xuất hiện khi tốc độ dữ liệu rất thấp. - Pha đinh chậm Đối với kênh truyền pha đinh chậm, đáp ứng xung của kênh truyền thay đổi với tốc độ chậm hơn tín hiệu phát ở dải gốc s(t). Khi đó, kênh truyền được xem là tĩnh trong một hoặc vài khoảng băng thông. Trong miền tần số, điều này có nghĩa là trải Doppler của kênh truyền sẽ nhỏ hơn nhiều so với băng thông của tín hiệu dải gốc. Vì thế, tín hiệu chịu ảnh hưởng pha đinh chậm khi: [1-23] Và [1-24] Rõ ràng ta thấy, tốc độ di chuyển của phương tiện (hoặc của các vật cản trong kênh truyền) và tín hiệu dải gốc sẽ quyết định tín hiệu chịu ảnh hưởng của pha định nhanh hay chậm.
21 1.3.4. Một số loại nhiễu - Nhiễu AWGN Nhiễu tồn tại trong tất cả các hệ thống truyền dẫn. Các nguồn nhiễu chủ yếu là nhiễu nền nhiệt, nhiễu điện từ các bộ khuếch đại bên thu, và nhiễu liên ô (inter- cellular interference). Các loại nhiễu này có thể gây ra nhiễu liên kí tự ISI, nhiễu liên sóng mang ICI và nhiễu liên điều chế IMD. Nhiễu này làm giảm tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR, giảm hiệu quả phổ của hệ thống. Và thực tế là tùy thuộc vào từng loại ứng dụng, mức nhiễu và hiệu quả phổ của hệ thống phải được lựa chọn. Hầu hết các loại nhiễu trong các hệ thống có thể được mô phỏng một cách chính xác bằng nhiễu trắng cộng. Hay nói cách khác tạp âm trắng Gaussian là loại nhiễu phổ biến nhất trong hệ thống truyền dẫn. Loại nhiễu này có mật độ phổ công suất là đồng đều trong cả băng thông và biên độ tuân theo phân bố Gaussian. Vậy dạng kênh truyền phổ biến là kênh truyền chịu tác động của nhiễu Gaussian trắng cộng. Nhiễu nhiệt là loại nhiễu tiêu biểu cho nhiễu Gaussian trắng cộng tác động đến kênh truyền dẫn. Đặc biệt, trong hệ thống OFDM, khi số sóng mang phụ là rất lớn thì hầu hết các thành phần nhiễu khác cũng có thể được coi là nhiễu Gaussian trắng cộng tác động trên từng kênh con vì xét trên từng kênh con riêng lẻ thì đặc điểm của các loại nhiễu này thỏa mãn các điều kiện của nhiễu Gaussian trắng cộng. - Nhiễu ISI và ICI Nhiễu ISI và ICI là hai loại nhiễu thường gặp nhất do ảnh hưởng của kênh truyền ngoài nhiễu Gaussian trắng cộng. Như đã giới thiệu ở trên, ISI gây ra do trải trễ đa đường. Để giảm ISI, cách tốt nhất là giảm tốc độ dữ liệu. Nhưng với nhu cầu hiện nay là yêu cầu tốc độ truyền phải tăng nhanh. Do đó giải pháp này là không thể thực hiện được. Trong môi trường đa đường, ký tự phát đến đầu vào máy thu với các khoảng thời gian khác nhau thông qua nhiều đường khác nhau. Sự mở rộng của chu kỳ ký
22 tự gây ra sự chồng lấn giữa ký tự hiện thời với ký tự trước đó và kết quả là có nhiễu liên ký tự ISI. Trong OFDM, ISI thường đề cập đến nhiễu của một ký tự OFDM với ký tự trước đó.Trong hệ thống OFDM, để giảm được nhiễu ISI, phương pháp đơn giản và thông dụng nhất là đưa vào tiền tố lặp CP. Ngoài nhiễu ISI, nhiễu ICI cũng tác động không nhỏ đến chất lượng tín hiệu thu được. ICI xảy ra khi kênh đa đường thay đổi trong thời gian ký tự OFDM. Dịch Doppler trên mỗi thành phần đa đường gây ra dịch tần số trên mỗi sóng mang, kết quả là mất tính trực giao giữa chúng. Sự lệch tần số sóng mang của máy phát và máy thu cũng gây ra nhiễu ICI trong hệ thống OFDM. Nhiễu ICI được loại bỏ hoàn toàn nhờ sử dụng tập sóng mang làm tập tần số của các kênh phụ. 1.4. KẾT LUẬN CHƯƠNG Tóm lại, chương này đã cho ta biết thêm về mạng di động và quá trình phát triển của hệ thống di động không dây, một số đặc điểm của kênh truyền di động và một vài ảnh hưởng đến tín hiệu khi truyền trong không gian. Mặt khác, ta cũng có thể hiểu cụ thể hơn các loại nhiễu thường gặp trong hệ thống kênh truyền không dây, chính vì thế cần đưa ra những biện pháp để hạn chế nhiễu và ảnh hưởng của nó đến chất lượng kênh truyền. Chính những ảnh hưởng đó đã làm tín hiệu khi phát đến khi thu có thể bị lỗi, nên trong bất kỳ hệ thống nào cũng cần phải xử lý lỗi để lấy lại tín hiệu giống như tín hiệu ban đầu. Và ở chương tiếp theo ta sẽ tìm hiểu cụ thể hơn về hệ thống MIMO-OFDM.
23 CHƯƠNG 2. HỆ THỐNG MIMO- OFDM 2.1. GIỚI THIỆU CHƯƠNG MIMO-OFDM là hệ thống kết hợp ưu điểm của hệ thống MIMO và kỹ thuật OFDM để tăng tốc độ, dung lượng hệ thống cũng như giảm nhiễu, giảm kích thước của máy phát và máy thu từ đó giúp tăng hiệu suất của hệ thống. Đây là một giải pháp triển vọng cho hệ thống thông tin vô tuyến. Trong chương này chúng ta sẽ đi vào tìm hiểu về hệ thống MIMO, các dạng cấu hình, hệ thống MIMO-OFDM và mô hình toán học của nó. 2.2. DUNG LƯỢNG KÊNH TRUYÊN VÔ TUYẾN [2], [4], [7], [8], [11], [12] Hệ thống thông tin vô tuyến đã trải qua những thế hệ khác nhau từ hệ thống SISO cho đến MIMO. Trong đó băng thông là một trong những thông số quan trọng quyết định tốc độ truyền dữ liệu cho các ứng dụng dịch vụ. Nói một cách khác, băng thông quyết định chất lượng của hệ thống. Phần này sẽ trình bày lần lượt dung lượng của các hệ thống SIMO, MISO, SIMO, MIMO. 2.2.1. Hệ thống SISO Hệ thống SISO là hệ thống một ngõ vào và một ngõ ra. Đây là hệ thống thông tin đơn giản nhất khi bên phát có 1 anten và bên thu có 1 anten. Mô hình SISO thường được dùng trong nhiều hệ thống như Bluetooth, Wifi, TV, Hình 2.1: Hệ thống SISO Dung lượng của hệ thống SISO theo lý thuyết Shannon như sau: [2-1]
24 Trong đó là dung lượng kênh truyền, là băng thông của hệ thống, là tỷ số tín hiệu trên nhiễu. SISO có một điểm thuận lợi, đó chính là sự đơn giản, không cần quá trình xử lý phân tập. Thông lượng của hệ thống phụ thuộc vào băng thông kênh truyền và tỷ số tín hiệu trên nhiễu. Trong một số điều kiện, hệ thống này chịu ảnh hưởng của hiệu ứng đa đường gây ra hiện tượng pha đinh, suy hao dẫn đến giảm tốc độ dữ liệu, mất gói, số bit lỗi tăng lên. 2.2.2. Hệ thống SIMO SIMO là hệ thống một ngõ vào với một anten phát, và một ngõ ra với nhiều anten thu. Để tối ưu hóa mô hình dữ liệu, nhiều mô hình phân tập thu khác nhau đã được thực hiện tại máy thu như mô hình phân tập chọn lựa (SC), mô hình kết hợp độ lợi lớn nhât (MGC) và mô hình kết hợp độ lợi bằng nhau (EGC). Hệ thống SIMO được sử dụng cho các trạm thu sóng ngắn để đếm ảnh hưởng của pha đinh tầng điện ly. Hệ thống SIMO thích hợp với nhiều ứng dụng nhưng khi máy thu đặt tại các thiết bị đi động như điện thoại đi động, thì chất lượng sẽ giới hạn bởi kích thước, giá thành và lượng pin sử dụng. Hình 2.2: Hệ thống SIMO 2.2.3. Hệ thống MISO Hệ thonons MISO là hệ thống nhiều ngõ vào và một ngõ ra. Đây là một mô hình trong hệ thống thông tin di động RF, trong đó nhiều anten đặt tại máy phát và một anten thu đặt tại máy thu. Dung lượng của hệ thống MISO và SIMO được biểu diễn như sau:
25 [2-2] Trong đó là số anten phát trong hệ thống MISO, và là số anten thu trong hệ thống SIMO, là dung lượng kênh truyền, là băng thông của hệ thống, là tỷ số tín hiệu trên nhiễu. 2.2.4. Hệ thống MIMO Hệ thống MIMO là hệ thống nhiều anten phát đặt tại máy phát và nhiều anten thu đặt tại máy thu. Giữa máy phát và máy thu, tín hiệu có thể đi nhiều đường và nếu ta di chuyển anten với khoảng cách nhỏ thì đường truyền đó cũng sẽ thay đổi. Hình 2.3: Hệ thống MIMO nxm Khi sử dụng hệ thống MIMO, sẽ có nhiều đường truyền tín hiệu. Có thể sử dụng những tín hiệu này để cải thiện chất lượng tín hiệu thu. Dung lượng của hệ thống MIMO được cho bởi: [2-3] Trong đó, là số anten phát, là số anten thu. Nếu tín hiệu được mã hóa bằng kỹ thuật mã hóa thời gian – không gian, thì dung lượng sẽ là:
26 [2-4] Hệ thống MIMO thường được sử dụng để ghép kênh trong không gian để có thể truyền tín hiệu đi theo những đường truyền khác nhau. Khi càng tăng số lượng anten phát và thu, thì dung lượng kênh truyền càng được cải thiện. 2.2.5. Hệ thống đa người dùng Kênh truyền đa người dùng là kênh truyền được chia sẻ giữa nhiều người dùng khác nhau. Có hai loại kênh truyền đa người dùng: kênh lên và kênh xuống (hình 2.4). Kênh xuống, hay được gọi là kênh phát sóng, có một máy phát đến nhiều nhiều máy thu. Vì tín hiệu được truyền cho nhiều người dùng, nên tín hiệu truyền sẽ gồm , với công suất tổng là và băng thông , là tổng tín hiệu truyền đến tất cả K người dùng. Vì thế tổng công suất của tín hiệu sẽ được chia cho nhiều người dùng khác nhau. Vấn đề đồng bộ giữa các máy thu khác nhau sẽ dễ dàng hơn, vì tất cả các tín hiệu truyền đi đều từ một máy phát. Một tính chất quan trọng khác của đường xuống là cả tín hiệu và nhiễu đều bị méo bởi cùng một kênh. Cụ thể là, tín hiệu của người dùng thứ là , và tất cả các tín hiệu đi qua kênh truyền của người dùng thứ là đều đến người dùng thứ . Đây là sự khác nhau cơ bản giữa đường lên và đường xuống, vì đường lên từ nhiều người dùng khác nhau sẽ bị nhiễu bởi kênh truyền khác nhau. Ví dụ kênh phát sóng vô tuyến bao gồm phát sóng radio, phát sóng truyền hình, đường truyền từ vệ tính đến các trạm mặt đất, đường truyền từ trạm gốc đến các đầu cuối di động trong hệ thống tế bào. Kênh lên, còn gọi là kênh đa truy cập, gồm nhiều máy phát gởi tín hiệu đến một máy thu, trong đó, mỗi tín hiệu đều có băng thông tổng . Tuy nhiên, ngược với đường xuống, mỗi người dùng ở đường lên đều có sự hạn chế công suất liên quan với tín hiệu phát . Thêm vào đó, vì tín hiệu truyền từ nhiều máy phát khác nhau, nên các máy phát này phải phối hợp với nhau để đồng bộ tín hiệu. Hình
27 2.4 cũng mô tả tín hiệu từ các người dùng khác nhau ở đường lên thông qua nhiều kênh khác nhau. Vì vậy, ngay cả khi các công suất giống nhau, thì công suất nhận ở những người dùng khác nhau cũng sẽ khác nhau (vì hệ số kênh truyền khác nhau). Đường lên vô tuyến gồm đường từ card LAN của laptop đến các điểm truy câp LAN, đường truyền từ trạm mặt đất lên vệ tinh, đường truyền từ thiết bị di động đa người dùng đế trạm gốc trong hệ thống tế bào. Kênh lên Kênh xuống Hình 2.4: Kênh truyền đa người dùng - Dung lượng kênh truyền xuống (kênh truyền phát sóng) Khi nhiều người sử dụng cùng chia sẻ chung một kênh truyền, dung lượng kênh truyền sẽ không còn được đặc trưng bởi một thông số. Nếu chỉ một người sử dụng chiếm tất cả các không gian tín hiệu trong kênh truyền, dung lượng kênh truyền được mô tả như các phần trên. Nếu có nhiều người dùng thì kênh truyền đa người dùng sẽ được đặc trưng bằng vùng tỷ lệ, trong đó mỗi điểm là một vecto tốc độ của các người dùng với xác suất lỗi nhỏ. Sự kết hợp của các vecto tốc độ trong truyền đa người dùng thì được gọi là vùng dung lượng của hệ thống đa người dùng. Dung lượng kênh truyền ở đường lên và đường xuống sẽ khác nhau, là do sự khác nhau cơ bản giữa các mô hình kênh truyền này. Tuy nhiên, có thể xem đường lên và đường xuống giống như gương và ảnh của nhau, nên có thể có một mối quan hệ
28 giữa các dung lượng này. Tiếp theo phần này sẽ tập trung vào dung lượng kênh truyền đường xuống. Ta giả sử kênh truyền phát sóng (ký hiệu là BC) gồm một máy thu gửi nhiều dòng dữ liệu khác nhau đến nhiều máy thu khác nhau. Ở đây tập trung chủ yếu vào kênh truyền BC hai người dùng. Kênh truyền BC hai người dùng gồm một máy phát và hai máy thu có tốc độ dữ liệu là . Độ lợi kênh truyền giữa máy phát và máy thu thứ là , và mỗi máy thu có PSD nhiễu AWGN là . Ta định nghĩa nhiễu tác động lên kênh thứ là , và . Gọi P và B là công suất phát và băng thông của kênh truyền. Nếu máy phát phân bổ tất cả các công suất và băng thông cho một trong những người dùng, thì người dùng còn lại sẽ không nhận đc gì. Vì vậy, tập hợp các tốc độ đồng thời (R1, R2) bao gồm các cặp (C1,0) và (0,C2), trong đó: [2-5] Là dung lượng của một người dùng [bps]. Hai điểm này sẽ giới hạn vùng dung lượng BC. 2.3. MÔ HÌNH MIMO TỔNG QUÁT [3], [9], [10] Ta giả sử có kênh truyền băng rộng dải gốc dạng phức với M anten phát và K máy thu, mỗi máy thu được trang bị một anten thu. Trong môi trường pha đinh phẳng, kênh truyền này sẽ được mô hình hóa: [2-6] Trong đó + là toán tử chuyển vị liên hợp, , ,
29 là các biến iid và độc lập lẫn nhau. . Ta định nghĩa . Ta giả sử ở máy phát và máy thu đều đã được có với độ trễ là 1 đơn vị thời gian. Ta định nghĩa với . Ta giả sử rằng với mỗi tập con của các máy thu ( ), máy phát sẽ gởi bản tin với tốc độ . Ví dụ, bản tin là tin chung gởi cho máy thu thứ nhất và thứ hai. Tương tự, , viết đơn giản là , là tin dành cho máy thu thứ nhất. Ta định nghĩa như sau: [2-7] Nếu , ta có thể gọi là tin bậc thứ j. Ta định nghĩa bậc tự do j, , như sau: [2-8] Với biểu diễn cho miền dung lượng của kênh truyền, và biểu diễn cho vec-tơ tốc độ bản tin đối với mỗi tập con của máy thu. Và là đại lượng đặc trưng cho bậc tự do của kênh truyền. 2.4. Hệ thống OFDM-MIMO 2.4.1. Truyền dữ liệu sử dụng đa sóng mang Dạng đơn giản nhất của điều chế đa sóng mang là chia dòng dữ liệu thành nhiều dòng dữ liệu con để truyền đi trên các kênh con trực giao nhau. Để tính số
30 lượng các dòng dữ liệu con, ta phải dựa vào thời gian truyền một ký tự trong mỗi chuỗi dữ liệu con sao cho thời gian này phải lớn hơn trải trễ của kênh truyền. Điều này có nghĩa là băng thông của kênh con sẽ nhỏ hơn băng thông kết hợp của kênh truyền. Khi thực hiện được điều này, các kênh con sẽ giảm được nhiễu ISI. Ta xem xét một hệ thống tuyến tính có tốc độ dữ liệu và băng thông . Khi băng thông kết hợp của kênh truyền < , tín hiệu sẽ bị fading chọn tần. Khái niệm đầu tiên của điều chế đa sóng mang là chia hệ thống băng tần rộng này thành N hệ thống con tuyến tính song song, mỗi kênh con có băng thông là và tốc độ dữ liệu . Với giá trị N đủ lớn, băng thông của kênh con sẽ là , điều này đảm bảo fadinh trên mỗi kênh con là fadinh phẳng. Ta xét trong miền thời gian. Thời gian truyền một ký tự tỷ lệ thuận với . Vì vậy, khi , ta có , với là trải trể của kênh truyền. Tóm lại, khi giá trị N đủ lớn, thời gian truyền một ký tự sẽ lớn hơn trải trễ, từ đó các kênh con sẽ giảm được nhiễu ISI. Hình 3.1 mô tả máy phát đa sóng mang. Dòng bit sẽ được chia thành N dòng con thông qua bộ chuyển đổi nối tiếp – song song. Dòng con thứ sau khi được điều chế sẽ được tải lên sóng mang con , chiếm băng thông là . Ta giả sử đưa vào xung cosine nâng cho g(t), ta sẽ có thời gian truyền một ký tựlà đối với mỗi dòng dữ liệu con ( là hệ số rolloff cho dạng xung). Tín hiệu phát đi bao gồm tất cả các kênh con có dạng như sau: [2-9] Trong đó: là ký tự phức trên sóng mang con thứ , và là pha của sóng mang con thứ . Để không bị chồng lấn, ta cho . Các dòng dữ liệu con sẽ được tải trên các kênh con trực giao nhau với băng thông con là
31 , với tổng các băng thông con và tốc độ dữ liệu . Như vậy, dạng điều chế đa sóng mang không làm thay đổi tốc độ dữ liệu, băng thông tín hiệu so với hệ thống ban đầu, nhưng hầu như loại bỏ được nhiễu ISI (vì ). Máy thu đa sóng mạng được biểu diễn trong hình 3.1. Mỗi kênh con sẽ qua một bộ lọc băng hẹp để loại bỏ các kênh con khác, thực hiện giải điều chế và kết hợp lại thông qua bộ chuyển đổi song song – nối tiếp để khôi phục lại chuỗi dữ liệu ban đầu. Chú ý, kênh con thứ sẽ chịu ảnh hưởng của pha đinh phẳng tương ứng với độ lợi kênh truyền . Hình 2.4: Máy phát đa sóng mang. Mặc dù dạng điều chế đa sóng mang rất đơn giản và dễ hiểu, nhưng nó vẫn có một vài nhược điểm. Đầu tiên, khi thực hiện trong thực tế, các kênh con sẽ chiếm dụng băng thông lớn hơn so với trường hợp xung cosine lý tưởng, nên dạng xung sẽ bị giới hạn về mặt thời gian. Giả sử biểu thị cho băng thông cần thiết bổ sung
32 do thời gian hạn chế của dạng xung. Cho nên, các kênh con phải là và nếu hệ thống đa sóng mang có N kênh con, băng thông hao hụt do hạn chế thời gian là . Băng thông tổng cộng cần thiết cho tất cả các kênh con là: [2-10] Như vậy, dạng điều chế đa sóng mang này không hiểu quả về mặt băng tần. Thứ hai, các bộ lọc thông thấp gần lý tưởng (rất đắt) sẽ phải duy trì sự trực giao của các sóng mang con tại máy thu. Đồng thời, với mô hình này, ta sẽ cần N bộ điều chế và giải điều chế độc lập, từ đó sẽ làm tăng chí phí, kích cỡ thiết bị lớn và tiêu thụ nhiều điện năng. Phần tiếp theo sẽ trình bày về phần thực hiện rời rạc của mô hình điều chế đa sóng mang mà không cần sử dụng nhiều bộ điều chế và giải điều chế. Hình 2.5: Máy thu đa sóng mang. 2.4.2. Thực hiện rời rạc đa sóng mang Một cách đơn giản và giá thành rẻ để thực hiện điều chế đa sóng mang là sử dụng biến đồi Fourier rời rạc thuận (DFT) và ngược (IDFT) cùng với các thuật toán
33 đã mở rộng thị trường sử dụng của mô hình điều chế này. Trong phần này, trước tiên sẽ trình bày về những đặc tính cơ bản của DFT, minh họa bằng kỹ thuật OFDM sử dụng DFT và IDFT. a. DFT và các tính chất Đặt biểu diễn cho chuỗi rời rạc theo thời gian. DFT N điểm của được định nghĩa như sau: [2-11] Biến đổi DFT là biến đổi thời gian rời rạc, tương đương với biến đổi Fourier thời gian liên tục. đặc trưng cho miền tần số của mẫu theo thời gian , trong khi đó, lại liên quan đến . Cả hai dạng biến đổi DFT và biến đổi Fourier thời gian liên tục đều dựa trên cơ sở hàm mũ phức có tính chất eigenfunctions đối với bất kỳ hệ thống tuyến tính nào. Chuỗi x[n] có thể được khôi phục từ dạng DFT của nó thông qua bộ IDFT: [2-12] Thông thường, biến đổi DFT và IDFT được thực hiện phần cứng bằng biến đổi Fourier nhanh (FFT) và dạng ngược của nó (IFFT). Khi dòng dữ liệu vào x[n] được truyền đi qua kênh truyền rời rạc và không thay đổi theo thời gian h[n], ngõ ra y[n] là phép chập thời gian rời rạc của tín hiệu vào và đáp ứng xung của kênh truyền: [2-13]
34 Phép chập vòng N điểm của x[n] và h[n] định nghĩa như sau: [2-14] Trong đó: biểu thị cho modulo N. Nghĩa là là dạng tuần hoàn của với chu kỳ . Do đó, y[n] trong các biểu thức trên cũng tuần hoàn với chu kỳ N. Từ định nghĩa của DFT, phép chập vòng trong miền thời gian sẽ tương đương phép nhân trong miền tần số: [2-15] Trong biểu thức trên, khi thực hiện chập vòng kênh truyền và tín hiệu vào, và nếu máy thu biết thông tin kênh truyền h[n], thì chuỗi dữ liệu ban đầu có thể được khôi phục bằng cách lấy IDFT của . Nhưng ngõ ra của kênh truyền không phải là chập vòng, mà la chập tuyến tính. Tuy nhiên, phép chập tuyến tính giữa tín hiệu vào và đáp ứng xung có thể chuyển sang dạng chập vòng bằng cách thêm chuỗi tiền tố lặp (CP) vào chuỗi dữ liệu. b. Tiền tố lặp (CP) Giả sử chuỗi tín hiệu vào là có chiều dài N và đáp ứng xung hữu hạn (FIR) của kênh truyền thời gian rời rạc là có chiều dài , với là trải trễ của kênh truyền và là thời gian lấy mẫu tương ứng với khoảng thời gian rời rạc. Tiền tố lặp của được định nghĩa là , nghĩa là tiền tố lặp sẽ chứa giá trị cuối cùng của chuỗi . Với mỗi chuỗi tín hiệu vào có chiều dài N, mẫu cuối sẽ được sao chép và đặt lên vị trí đầu của chuỗi tín hiệu vào. Sau khi thêm tiền tố lặp sẽ tạo thành chuỗi mới , có chiều dài . Trong đó , như hình
35 dưới đây. Chú ý, có thể viết với , tức là với . Hình 2.6: Tiền tố lặp có độ dài Giả sử là tín hiệu vào hệ thống có kênh truyền thời gian rời rạc có đáp ứng xung . Tín hiệu ngõ ra , với là: [2-16] [3-1] Trong đó, ở phương trình thứ ba, ta có , với . Vì thế khi ta thêm tiền tố lặp vào tín hiệu, phép chập tuyến tính đố ivới đáp ứng xung của kênh truyền , với sẽ trở thành phép chập vòng. Tính DFT của tín hiệu ngõ ra trường hợp lý tưởng, ta có: [2-17]
36 Và tín hiệu vào với , có thể khôi phục từ tín hiệu vào với , và như sau: [2-18] Chú ý rằng với có độ dài có mẫu đầu tiên là không cần sử dụng để khôi phục với , do các thành phần này liên quan đến tiền tố lặp. Nếu ta giả sử x[n] chia thành các khối dữ liệu có kích thước N gồm tiền tố lặp để tạo thành . mẫu đầu tiên của y[n]=h[n]* sẽ bị tác động cũa nhiễu ISI do mẫu cuối của khối dữ liệu trước (hình 3.4). Các tiền tố lặp này có tác dụng loại bỏ ISI giữa các khối dữ liệu, vì mẫu đầu tiên của tín hiệu ra sẽ bị ISI, mà thành phần này có thể được loại bỏ mà không tổn thất đến thông tin ban đầu. Trong miền thời gian liên tục, cách này tương tự khi ta sử dụng khoảng bảo vệ có thời gian sau mỗi khỗi N ký tự với thời gian để loại bỏ ISI giữa các khối dữ liệu. Hình 2.7: ISI giữa các khối dữ liệu trong tín hiệu ngõ ra. Những phân tích trên thúc đẩy cho sự ra đợi của OFDM. Trong OFDM, tín hiệu vào được chia thành các khối có kích thước N, mỗi khối gọi là một ký tự OFDM. Tiền tố lặp sẽ được thêm vào mỗi ký tự OFDM để có thể thực hiện phép chập vòng giữa tín hiệu vào và đáp ứng xung của kênh truyền. Tại máy thu, các mẫu tín hiệu bị ảnh hưởng bởi ISI giữa các ký tự OFDM sẽ được loại bỏ. Thực hiện
37 DFT với các mẫu còn lại có thể khôi phục được chuỗi tin ban đầu. Phần OFDM sẽ được trình bày kỹ hơn ở phần sau. 2.4.3. Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM) Thực hiện OFDM theo kỹ thuật điều chế đa sóng mang như hình 3.5. Chuỗi tín dữ liệu vào sẽ được điều chế nhờ bộ điều chế QAM, ngõ ra là một chuỗi số phức . Chuỗi ký tự này sẽ đưa qua bộ chuyển đổi nối tiếp – song song, ngõ ra là một tập hợp gồm N ký tự QAM song song tương ứng mỗi ký tự được tải đi trên một sóng mang con. Ngõ ra của bộ chuyển đổi nối tiếp – song song này còn gọi là thành phần tần số rời rác của tín hiệu ngõ ra OFDM s(t). Để tạo ra s(t), các thành phần tần số này sẽ được chuyển đổi thành các mẫu thời gian bằng cách truyền quá bộ IDFT N điểm (để đạt hiệu quả hơn khi sử dụng thuật toán IFFT). Ngõ ra của bộ IFFT là các ký tự OFDM gồm x[n]=x[0], ,x[N-1] có chiều dài N, với mỗi giá trị là: [2-19] Chuỗi này tương ứng với các mẫu của tín hiệu đa sóng mang, và vế bên phải tương ứng với tổng các ký tự QAM X[i], với mỗi ký tự QAM sẽ được điều chế với sóng mang , . Tiền tố lặp sẽ được thêm vào ký tự OFDM, tạo ra các mẫu . Sau đó chuối tín hiệu này sẽ được qua bộ chuyển đổi song song – nối tiếp và bộ D/A, tạo thành tín hiệu OFDM dải gốc . Tín hiệu , sau đó, sẽ nâng lên tần số f0 phát đi. Sau khi phát đi, tín hiệu sẽ truyền qua kênh truyền có đáp ứng xung là h(t), cộng với nhiễu, ta được tín hiệu thu là . Tín hiệu này sẽ
38 được hạ tần xuống dải gốc và qua bộ lọc để loại bỏ các thành phần tần số cao. Bộ chuyển đổi A/D tạo thành chuỗi tín hiệu , . Tiền tố của tín hiệu y[n] gồm các mẫu đầu tiên sau đó sẽ bị loại bỏ, kết quả thu được là N mẫu trong miền thời gian, DFT của các mẫu này là . Các mẫu trong miền thời gian này sẽ được chuyển đổi nối tiếp – song song và qua bộ FFT. Tín hiệu này là một dạng của tín hiệu ban đầu ], với là hệ số kênh truyền fadinh phẳng tương ứng với kênh con thứ . Ngõ ra của bộ FFT sẽ được chuyển đổi song song – nối tiếp và qua bộ giải điều chế QAM để khôi phục tín hiệu ban đầu. Hệ thống OFDM hiệu quả ở chỗ là hệ thống này chia kênh truyền băng rộng thành tập hợp các kênh con băng hẹp trực giao với nhau, trên mỗi băng con sẽ tải đi các ký hiệu QAM khác nhau. Phía máy phát không cần thông tin kênh truyền để chia kênh. Nói một cách khác, kênh truyền thời gian liên tục với đáp ứng tần số H(f) sẽ được chia nhỏ thành các kênh con trực giaomà không cần biết H(f) bằng cách tách tín hiệu ban đầu thành các dải con không chồng lấn. Bộ giải điều chế có thể sẽ sử dụng thông tin kênh truyền để khôi phục lại ký tự QAM ban đầu bằng phép chia: .
39 Hình 2.8: Hệ thống phát – thu OFDM 2.5. KẾT LUẬN CHƯƠNG Việc ứng dụng kỹ thuật OFDM vào hệ thống MIMO là một giải pháp công nghệ để nâng cao chất lượng cho hệ thống, tăng dung lượng kênh truyền, giảm nhiễu cho hệ thống thông tin vô tuyến hiện nay. Tuy nhiên khi số thuê bao trong hệ thống tăng lên sẽ làm tăng nhiễu giao thoa xuyên kênh. Sử dụng kỹ thuật tiền mã hóa là một trong những giải pháp để khắc phục vấn đề này. Trong chương tiếp theo chúng ta sẽ tìm hiểu về kỹ thuật tiền mã hóa trong hệ thống MIMO-OFDM.
40 CHƯƠNG 3. CÁC KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM 3.1. GIỚI THIỆU CHƯƠNG Trong chương này sẽ trình bày cụ thể về các kỹ thuật tiền mã hóa như Zero- forcing, Block Diagonalization, Dirty Paper Coding, Tomlinson-Harashima áp dụng trong hệ thống MIMO-OFDM. Trước khi đi vào cụ thể từng kỹ thuật tiền mã hóa, chương này cũng trình bày tổng quan về kỹ thuật đa truy cập phân chia theo không gian. 3.2. TỔNG QUAN KỸ THUẬT SDMA Kỹ thuật đa truy cập phân chia theo không gian (SDMA) là một kỹ thuật sử dụng hướng (góc) như một miền khác trong không gian, để phân kênh và gán cho các thuê bao khác nhau. Kỹ thuật này được thực hiện dựa trên các anten định hướng như hình 3.1. Các kênh trực giao này được gán cho thuê bao sao cho sự tách góc giữa các thuê bao phải vượt qua độ phân giả góc của anten định hướng. Ưu điểm của kỹ thuật này là giúp tăng đáng kể dung lượng và tốc độ của hệ thống. Trước SDMA, có các kỹ thuật đa truy cập khác như FDMA, TDMA, CDMA nhưng các kỹ thuật này đều có khuyết điểm như cồng kềnh, phức tạp, chống nhiễu kém khi hệ thống yêu cầu cung cấp các dịch vụ tốc độ cao với số người dùng lớn. Hiện tại SDMA đang được nghiên cứu và ứng dụng để phục vụ nhu cầu ngày càng cao của hệ thống thông tin di động.
41 Hình 3.1: Trạm gốc với anten định hướng SDMA phục vụ các thuê bao theo các anten định hướng búp sóng hẹp. Với kỹ thuật này thì không gian phủ sóng được khu vực hóa, nghĩa là không gian phủ sóng sẽ được chia thành các miền hẹp hơn. Với kỹ thuật này thì hệ thống sẽ tăng được hiệu quả sử dụng lại tần số, giảm được hiện tượng giao thoa tần số, nhiễu đa đường, nhiễu đồng kênh, góp phần tăng dung lượng hệ thống. Hiện nay kỹ thuật này được triển khai ngay trên các hệ thống anten thông minh, hệ thống anten này có thể xử lý tín hiệu và điều khiển búp sóng chính cho phù hợp với khoảng cách thuê bao. Hình 3.2: Anten thu phát theo kỹ thuật SDMA 3.3. TỔNG QUAN KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA 3.3.1 Giới thiệu chung Kỹ thuật tiền mã hóa thực chất là một sự tổng quát của quá trình kết hợp tín hiệu và sau đó tập trung bức xạ theo một hướng đặc biệt để hỗ trợ lớp truyền dẫn trong hệ thống thông tin di động đa anten. Các tín hiệu giống nhau được phát ra từ
42 các anten với trọng số thích hợp để tối ưu hóa mức tín hiệu tại đầu thu trong lớp truyền dẫn đơn beamforming. Khi có nhiều anten nhận thì phải dùng nhiều lớp kết hợp. Để hiểu rõ hơn mục đích của kỹ thuật tiền mã hóa, chúng ta xét hệ thống sử dụng kỹ thuật SDMA đơn giản sau: Hình 3.3: Mô hình hệ thống sử dụng SDMA đơn giản Tín hiệu s1, s2 được trạm gốc phát đồng thời trên M anten. Tín hiệu mà User 1, User 2 mong muốn nhận được là s1, s2. Tuy nhiên tín hiệu thu được là: MM [3-1] yshshz111,21,1 mm mm 11 MM y s h s h z 2 2 2,mm 1 2, 2 [3-2] mm 11 M Với tín hiệu thu y1 thì ngoài thành phần mong muốn là sh1 1,m còn có các m=1 M thành phần không mong muốn là nhiễu giao thoa liên thuê bao và nhiễu Sh2 1,m m=2
43 nhiệt z1. Về mặt năng lượng thì công suất nhiễu nhiệt nhỏ hơn công suất tín hiệu và nhỏ hơn công suất nhiễu giao thoa liên thuê bao. Nhưng công suất nhiễu giao thoa liên thuê bao và công suất tín hiệu là ngang nhau. Để đánh giá chất lượng tín hiệu thu được ta xét tỷ số SINR (Signal Interference to Noise Ratio). Tỷ số SINR của một thuê bao hay một trạm gốc (BS) là tỷ số của tín hiệu nhận được với tổng tín hiệu can nhiễu và tạp âm nhiệt của người nhận: Carrier[] W SINR[]10lg dB Interference[][] WNosie W [3-3] Nếu các trạm BS biết được suy hao, can nhiễu và mức độ tạp âm tại người dùng khi phát tín hiệu trên anten đa hướng thì nó có thể ước lượng được SINR tại đó. Đối với các tín hiệu thu được y1, y2 ở trên thì SINR sẽ thấp (bằng 0 hoặc dưới 0) do đó BER sẽ không đạt yêu cầu. Như vậy, nếu không xử lý tín hiệu tại trạm gốc thì tín hiệu thu được luôn bị ảnh hưởng của nhiễu giao thoa liên thuê bao làm cho chất lượng hệ thống giảm. Trong thực tế, hệ thống kỳ vọng phục vụ rất nhiều thuê bao nên công suất nhiễu sẽ rất lớn do đó cần có giải pháp khắc phục vấn đề này. Với kỹ thuật tiền mã hóa, hệ thống sẽ tiết kiệm băng tần, thời gian, tăng hiệu suất tần số nhưng vẫn loại bỏ được thành phần nhiễu giao thoa liên thuê bao. 3.3.2 Phân loại các kỹ thuật tiền mã hóa Kỹ thuật tiền mã hóa được phân chia thành 2 loại là tuyến tính và phi tuyến. Trong đó: - Kỹ thuật tiền mã hóa tuyến tính gồm các phương pháp: Zero-Forcing (ZF) và Block Diagonalization (BD). - Kỹ thuật tiền mã hóa phi tuyến gồm các phương pháp: Dirty Paper Coding( DPC) và Tomlinson – Harashima (TH).
44 Kỹ thuật tiền mã hóa ZF được dùng để khử những tín hiệu nhiễu không mong muốn tại máy thu. Kỹ thuật tiền mã hóa DPC loại bỏ nhiễu giao thoa xuyên kênh ở mỗi thuê bao dựa trên thông tin về mối liên hệ nhiễu của mỗi người dùng tại trạm phát. Các phương pháp phi tuyến rất phức tạp nên việc thực hiện là rất khó khăn. 3.3.3 Kỹ thuật tiền mã hóa cho hệ thống MIMO-OFDM Trong hệ thống MIMO, máy phát sử dụng nhiều anten để truyền tín hiệu với máy thu (một máy thu có thể có nhiều anten), đây chính là kỹ thuật SDMA. Hệ thống này kết hợp với sử dụng kỹ thuật OFDM sẽ làm tăng đáng kể năng lực truyền thông băng rộng hông dây. Mô hình tiền mã hóa trong hệ thống SDMA-OFDM được thể hiện như ở hình dưới đây: Hình 3.4: Mô hình hệ thống SDMA-OFDM
45 Thông tin trạng thái kênh truyền được đưa về trạm phát có thể bị lỗi do ước lượng và lượng tử hóa. Thông tin không chính xác sẽ làm giảm dung lượng hệ thống như là làm xen nhiễu giữa các dòng dữ liệu hay làm giảm chất lượng thông tin truyền tải. Đáp ứng kênh truyền phản hồi quyết định tiền mã hóa có tính khả thi hay không. Mỗi người sử dụng phản hồi hoàn toàn trạng thái kênh truyền hay một thông số như độ lợi kênh về trạm phát. Nếu thông tin kênh truyền được phản hồi trở về với độ chính xác cao thì có thể thiết kế hệ thống với thông tin kênh truyền đầy đủ và mất mát hiệu suất thấp. Lượng tử hóa và phản hồi của thông tin trạng thái kênh truyền được dựa trên vectơ lượng tử hóa. 3.4. KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA ZERO FORCING Xét hệ thống sử dụng kỹ thuật tiền mã hóa ZF sau:
46 Hình 3.5: Sơ đồ hệ thống ZF Trong hệ thống này, tín hiệu phát s1 và s2 được nhân thêm trọng số W trước khi phát ra anten. Do đó tín hiệu thu được sẽ là: MM yswhswhz111,1,22,1,1 mmmm [3-4] mm 11 MM y2 s 2 w 2,2,m h m s 1 w 1,2, m h m z 2 [3-5] mm 11 Các thành phần mong muốn đối với thuê bao User 1 và User 2 lần lượt là M M s w h 11,1, mm và s2 w 2,mm h 2, còn các thành phần khác là nhiễu không mong m 1 m 1 muốn. Một cách tổng quát, tín hiệu thứ u trong hệ thống có thể được xác định như sau: MM yswhswhzuuu m u muu m,,'',, u mu mm 11 [3-6] M Thành phần swhuumum'',, chính là nhiễu giao thoa liên thuê bao (inter-user m 1 interference) làm giảm hiệu suất của hệ thống. Như vậy ta cần loại bỏ thành phần 2 w này. Để làm được điều này, chúng ta đi tìm các hệ số trọng số um, u 1để nó bằng 0. Kỹ thuật này gọi là Zero-forcing. Thuật toán cụ thể: Tín hiệu phát tại máy phát sử dụng M anten: x = Ws Ma trận W nhân vào tín hiệu trước khi phát để loại bỏ nhiễu giao thoa liên thuê bao, tín hiệu thu được tại máy thu với hệ thống có U thuê bao, M anten phát: y = HWs + z [3-7] Trong đó: s1 hh1,1 1,M s H= s U hhUUM,1 ,
47 s 1 ww 1,1U ,1 s W ww1 , , U  sU ww1,MUM , T Với T ww, ,w z ,.uM . . ,zz1  uuuM ,1, Để loại bỏ nhiễu giao thoa liên thuê bao thì ma trận W được xác định như sau: W H (HHH H ) 1 [3-8] Tín hiệu thu được được biễu diễn lại như sau: y = HWs + z = s + z [3-9] Tín hiệu nhận được sau khi thực hiện tiền mã hóa ZF là: y = Hx + z [3-10] Với T x = xx1 , ,M  Ws 3.5. KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA BLOCK DIAGONALIZATION Kỹ thuật tiền mã hóa Block Diagonalization (BD) là một trong những phương pháp tối ưu để ngăn chặn sự xen lẫn dữ liệu khi thu. Vì khi thuê bao sử dụng nhiều anten thu thì ngoài việc chịu ảnh hưởng của nhiễu giao thoa liên thuê bao, tại đầu thu thuê bao còn chịu nhiễu liên anten. Trong kỹ thuật này thì tín hiệu được xử lý trước ở bên phát. Xét hệ thống gồm K thuê bao, số anten phát tại trạm gốc là NT, số anten thu tại mỗi thuê bao là NR (NR>1) có tín hiệu phát ứng với thuê bao thứ u là xu , đáp ứng kênh truyền giữa trạm gốc và thuê bao thứ u là Hu. Tín hiệu thu được tại thuê bao thứ u (u = 1, 2, , K) là: KK yu H u Wxz kku HWx uuu HWxz ukku [3-11] k 1 k 1, k # u
48 Với Wu là ma trận tiền mã hóa của thuê bao thứ u và zu là vector nhiễu . Trong trường hợp K=3 (ứng với 3 thuê bao) thì tín hiệu thu được có dạng: yHHHW1111111 xz yHHHWxz [3-12] 2222222 yHHHWxz3333333 H 11121311 WH WH Wxz HWHWHWxz 21222322 [3-13] H 31323333 WH WH Wxz Ta thấy rằng HWuk là ma trận kết hợp đáp ứng kênh cho thuê bao thu HW thứ u và tín hiệu phát cho thuê bao thứ k do đó ukuk# chính là thành phần không mong muốn và cần loại bỏ, kỹ thuật BD sẽ làm cho nó bằng ma trận zero. H Wuk 0,# Với ukNNuk# RR thì tín hiệu thu được là: [3-14] yHWxzuuuuu Khi đó, ma trận đáp ứng kênh gồm tất cả các đáp ứng kênh (trừ đáp ứng kênh của thuê bao thứ u) có thể viết lại như sau: K [3-15] HHHHH HHHH uuuK 111 Ta phải tính toán sao cho : [3-16] HW 0 uu u. NNNRRR Khi đó tín hiệu thu được là:
49 yH11111 Wxz 00 yH Wxz 00 [3-17] 21222 yH33333 Wxz 00 Thuật toán BD sẽ đi thiết kế ma trận tiền mã hóa để thỏa mãn [3-16]. Giả sử số lượng anten phát bằng tổng số anten thu ở các thuê bao NT = K.NR Khi đó các giá trị đơn SVD của Hu được tính như sau: [3-18] nonzerozero H HUVVuuuuu  Ta có: non zero H ()Vu zeronon zerozero H VUV  0 H u uuu 0 zero V 0 H non zero non zero zero UVVu u u u nonzero  Uuu 00 zero Ta có thể thấy WVuu được sử dụng làm ma trận tiền mã hóa cho thuê bao u. Xét ví dụ đơn giản với NT = 4, K = 2 và NR,1 = NR,2 =2 để thấy rõ hơn. Với u={1,2} thì: H non zero zero HUVVu  u u u u  0 0 0 H u1 uu1 u u 2 V u 1 V u 2 V u 3 V u 4 [3-19] 0u2 0 0 Từ (3.19) ta có: zero WVVV1 1 13 14 zero WVVV2 2 23 24
50 Tín hiệu phát tại trạm gốc là: x W x W1122 x Tín hiệu hiệu thu ở thuê bao thứ nhất là: y1 H 1 x z 1 [3-20] H1 W 1 x 1 W 2 x 2 z 1 H1 W 1 x 1 H 1 W 2 x 2 z 1 H W x z 1 1 1 1 Từ phương trình [3-20] tín hiệu khôi phục tại thuê bao gần giống với tín hiệu phát. Đối với thuê bao hai, cách tìm cũng tương tự. 3.6. KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA DIRTY PAPER CODING Kỹ thuật tiền mã hóa DPC sử dụng mối liên hệ lẫn nhau của nhiễu giữa các người dùng tại trạm phát. Với kỹ thuật này thì ảnh hưởng của nhiễu được loại bỏ tùy vào lượng nhiễu được biết ở máy phát. DPC được thực hiện khi thông tin kênh truyền hoàn hảo bên phát để thực hiện tiền mã hóa nhằm loại bỏ sự xen lẫn dữ liệu giữa các thuê bao ở đầu thu. DPC là một kỹ thuật phi tuyến nên việc thực hiện rất khó khăn và đòi hỏi xử lý phức tạp khi số lượng thuê bao tăng lên cao. Để đơn giản hóa việc mô tả kỹ thuật DPC, ta xét hệ thống với số anten tại trạm phát là NT = 3, số thuê bao K = 3, số anten của mỗi thuê bao NR,u = 1, tín hiệu thu được tại đầu thu được biểu diễn như sau: yHxz1111 yHxz [3-21] 2222 yHxz3333 Với Hu là đáp ứng kênh truyền giữa trạm phát và thuê bao thứ u xem như đã biết ở bên phát. Đáp ứng kênh H có thể được viết dưới dạng ma trận LQ (LQ- decomposed) như sau: lq1100 1 H l l0 q [3-22] 21 22 2 l31 l 32 l 33 q 3 L Q
51 T Nếu gọi x = [x1 x2 x3] là tín hiệu được tiền mã hóa từ tín hiệu phát x thì khi truyền tín hiệu x Q x H , ảnh hưởng của ma trận Q sẽ bị loại bỏ khi qua kênh truyền. Tín hiệu bên thu sẽ là: yHzlxz1111111 00 [3-23] yHQxzllxz H 0 222212222 yHzlllxz33331323333 Tách ma trận L ra khỏi thành phần đáp ứng kênh là ta đã loại bỏ được thành phần nhiễu của kênh truyền đối với tín hiệu tại đầu thu. Với hệ thống mô tả như ở phần trên, ta sẽ đi khôi phục tín hiệu ở đầu thu. Tín hiệu thu của thuê bao thứ nhất: ylxz11111 [3-24] Yêu cầu tín hiệu nhận được không bị nhiễu giao thoa, đối với thuê bao thứ nhất thì: xx11 [3-25] Khi đó tín hiệu thu được của thuê bao thứ 2 là: ylxlxzlxlxz 221 122 2221 122 22 [3-26] Ta thấy việc thực hiện tiền mã hóa đối với tín hiệu phát thứ 2 là loại bỏ các nhiễu liên quan ở bên phát. Do đó: ll xxxxx 2121 [3-27] 22121 ll 2222 Tín hiệu thu ở thuê bao thứ 3 là: [3-28] y3 l 311 x l 322 x l 333 x z 3
52 Với việc thực hiện tiền mã hóa, loại bỏ nhiễu thì: ll xxxx 3132 3312 [3-29] ll3333 Từ các phương trình (3.25), (3.27), (3.29) ta có thể viết lại như sau: xx11 1 0 0 [3-30] xx 0 1 0 22 xx33 0 0 1 1 0 0 xx11 l xx 21 10 22 l22 xx33 [3-31] 0 0 1 xx11100 xx22 010 và xllx 331323 1 ll3333 [3-32] Phương pháp DPC có thể được mô tả lại như sau: 1 0 0 xx11 1 0 0 1 0 0 [3-33] l xx 0 1 0 21 1 0 0 1 0 22 l22 x l l 0 0 1 x 3 31 32 3 1 0 0 1 ll33 33 1 0 0 x l 1 21 10 x 2 l22 x3 l ll l 31 3221 32 1 l33 l 33 l 22 l 33
53 Tín hiệu thu tại các thuê bao: 100 ylxz 00 11111 l yllxz 010 21 2212222 l22 ylllxz331323333 lll l 313232 21 1 llll33332233 [3-34) lxz1111 00 00 lxz 2222 00 lxz3333 Như vậy ma trận tiền mã hóa trong phương pháp DPC có thể tìm được từ khối ma trận tam giác L như sau: 100 1 ll0000 l 1111 [3-35] 21 10000 lll 212222 l22 llll31323333 00 lll l 313232 21 1 llll 3333 2233 3.7. KỸ THUẬT TIỀN MÃ HÓA TOMLINSON-HARASHIMA DPC bên trạm phát rất giống với bộ cân bằng hồi tiếp quyết định (DFE) bên trạm thu. Khi kết hợp DPC với phép toán modulo đối xứng tương ứng với tiền mã hóa Tomlinson-Harashima. Mục đích ban đầu của tiền mã hóa TH là giảm công suất đỉnh hoặc trung bình trong bộ DFE, bằng cách triệt tiêu ISI tại trạm phát. Phương pháp này cần có thông tin hoàn hảo về đáp ứng xung của kênh truyền, trong khi đáp ứng này chỉ được hồi tiếp về từ trạm thu đối với kênh truyền không thay đổi theo thời gian, hoặc thay đổi chậm. Để thực hiện ý tưởng đó, ta sẽ xem xét tiền mã hóa ở trường hợp 1 chiều, trong đó ký tự dữ liệu x được lấy từ chòm sao PAM M mức {-
54 (A-1), -(A-3), ,-3,-1,1,3, (A-3),(A-1)} với A là số nguyên chẵn với . Ký tự mở rộng c được định nghĩa như sau, với m là số nguyên: [3-36] Để giảm công suất đỉnh hoặc trung bình, m trong phương trình [3-36] sẽ phải chọn tối thiểu biên độ của ký tự mở rộng c tại trạm phát. Lưu ý ký tự ban đầu x sẽ được khôi phục từ ký tự mở rộng c bằng phép tính modulo đối xứng sau: [3-37] Để áp dụng tiền mã hóa TH vào hệ thống MIMO đa người dùng, thì phải áp dụng phép toán modulo đối xứng cho ký tự điều chế QAM M mức, nên phương trình [3-37]) sẽ được mở rộng cho 2 chiều. trong QAM M mức với chòm sao dạng vuông, phần thực và ảo của ký tự sẽ nằm trong [-A,A) với . Với M=16 mức, thì A=4, phép tính modulo tuyến tính trường hợp này được tính như sau: [3-38] Phép tính modulo trên có thể quy thành phép toán tìm hai số nguyên m và n sao cho thỏa các bất đẳng thức sau: [3-39] Với hai số phức x1 và x2 trong [3-39] được định nghĩa: [3-40] Phương trình [3-38] thành: [3-41] Áp dụng cho tiền mã hóa TH với K=3. Giả sử biễu diễn cho tín hiệu đã được mã hóa TH cho thuê bao thứ u. Từ các phương trình [3-25], [3-27], [3- 29], và phép toán modulo trên, ký tự sau khi mã hóa TH được biễu diễn: [3-42]
55 [3-43] [3-44] Kết hợp với [3-41], các biểu thức viết lại thành: [3-45] [3-46] [3-47] Với tín hiệu phát , tín hiệu thu sẽ là: [3-48] Vì nên tín hiệu cho thuê bao 1 đã rõ ràng. Tín hiệu thu cho thuê bao 2: [3-49] Từ phương trình [3-46], phương trình [3-49] viết lại: [3-50] Giả sử tỷ lệ với , khi đó: [3-51] Tín hiệu thuê bao thứ 2 có thể khôi phục bằng phép toán modulo:
56 [3-52] Nếu nhiễu trong phương trình [3-52] đủ nhỏ để có điều kiện: [3-53] Thì phương trình [3-52] thành: [3-54] Từ phương trình [3-48], tín hiệu thu của thuê bao thứ 3 là [3-55] Từ phương trình [3-47], tín hiệu thu trên viết lại: [3-56] Tương tự , tín hiệu thuê bao thứ 3: [3-57] Trong đó: 3.8. LỰA CHỌN THUÊ BAO Trong hệ thống MIMO thì tổng số anten của thuê bao bị giới hạn bởi số anten phát của trạm gốc. Để giải quyết vấn đề này, một trong những giải pháp được đưa ra là lựa chọn người dùng. Việc chọn ra một nhóm người sử dụng với thông tin kênh truyền tốt hơn sẽ giúp cho việc ước lượng kênh và khôi phục tín hiệu có hiệu quả hơn. Vì vậy với giải pháp này sẽ giúp nâng cao dung lượng cũng như chất
57 lượng của hệ thống. Kỹ thuật lựa chọn người dùng dựa trên phân tích các giá trị đơn SVD của thông tin kênh truyền để tìm ra ma trận kênh truyền tối ưu. Trong kỹ thuật tiền mã hóa Zero-forcing, ta thực hiện phân tích giá trị đơn H của H U  U . Với  diag 1, , NT là ma trận đường chéo bao gồm các giá trị đơn của ma trận H. Lựa chọn các giá trị 1,. . . , N nhỏ nhất để tối thiểu hóa mức fading trên kênh truyền. Trong kỹ thuật DPC, để lựa chọn người dùng cần dựa trên ma trận L. Xét hệ thống đơn giản có số anten tại trạm phát NT = 4, số thuê bao K = 10. Chọn ra nhóm 4 người dùng tốt nhất u1234 u, u , , u trong số 10 thuê bao thỏa điều kiện: [3-58] lllll uu uuuuuuuu11223344 Việc lựa chọn lii lớn nhất là để tối thiểu hóa nhiễu tại đầu thu. 3.9. KẾT LUẬN CHƯƠNG Kỹ thuật tiền mã hóa trong hệ thống MIMO-OFDM giúp hệ thống nâng cao dung lượng và cải thiện chất lượng của hệ thống. Qua chương này ta thấy được khả năng loại bỏ nhiễu, đặc biệt là nhiễu giao thoa liên thuê bao của kỹ thuật tiền mã hóa với các phương pháp khác nhau như ZF, BD, DPC, TH. Các phương pháp tiền mã hóa càng chính xác thì độ phức tạp càng cao, do đó tùy theo yêu cầu của hệ thống mà chọn phương pháp cho phù hợp. Ngoài ra để tối ưu kênh truyền, việc sử dụng kỹ thuật lựa chọn người dùng là một giải pháp được áp dụng. Với việc chọn ra nhóm người sử dụng có kênh truyền tốt hơn sẽ giúp nâng cao dung lượng và chất lượng hệ thống. Để thấy rõ hơn những ưu, nhược điểm của các kỹ thuật tiền mã hóa, chúng ta sẽ đi mô phỏng hệ thống ở chương sau.
58 CHƯƠNG 4. CHƯƠNG TRÌNH MÔ PHỎNG VÀ KẾT QUẢ 4.1. GIỚI THIỆU CHƯƠNG Để kiểm chứng sự rõ ràng về hiệu quả của các phương pháp tiền mã hóa trên, chương này sẽ trình bày các kết quả mô phỏng và tiến hành so sánh các phương pháp. Trong chương này sẽ thực hiện mô phỏng các kỹ thuật tiền mã hóa ZF, BD, DPC, THC bằng phần mềm Matlab phiên bản 2010b so sánh dựa trên thông số tỷ lệ lỗi bit BER theo sự thay đổi của SNR từ 0 đến 20. Ngoài ra, trong chương này tác giả mô phỏng hệ thống sử dụng kỹ thuật ZF và DPC khi thay đổi số lượng thuê bao. Qua đó, đưa ra những nhận xét và đánh giá về hiệu quả của các kỹ thuật.
59 4.2. LƯU ĐỒ THUẬT TOÁN Bắt đầu Khởi tạo các thông số ban đầu Số thuê bao, số khung, số gói, số bit, số anten thu phát, mức điều chế, SNR Tạo thông tin kênh truyền i=1 - Tạo tín hiệu phát, tính công suất tín hiệu - Điều chế tín hiệu - Tính ma trận tiền mã hóa W - Cộng nhiễu nhiệt N0, dẫn qua kênh truyền - Giải điều chế - Tính tổng số bit lỗi i > length(SNR)) ? i ++ Tính BER Vẽ đồ thị Kết thúc Hình 4.1: Lưu đồ thuật toán chương trình chính thực hiện các kỹ thuật tiền mã hóa
60 Hình 4.2: Lưu đồ thuật toán tính BER của hệ thống 4.3. KẾT QUẢ VÀ NHẬN XÉT Sau đây là kết quả của các quá trình mô phỏng hệ thống thông qua chương trình mô phỏng Matlab. 4.3.1. Khảo sát BER của các kỹ thuật tiền má hóa tuyến tính Các thông số mô phỏng: Số anten phát NT=4, số khung N_frame=10, số gói tin N_packet=5000, điều chế QPSK, 4 thuê bao.
61 Hình 4.3: BER của các kỹ thuật tiền mã hóa tuyến tính Nhận xét - BER của hệ thống giảm khi tăng tỉ số tín hiệu trên nhiễu. - BER của phương pháp BD là tốt hơn so với phương pháp ZF ở cùng một mức SNR. Vì phương pháp BD sử dụng 2 anten ở thuê bao trong khi với ZF là 1 nên phía thu có sự chọn lọc tín hiệu tốt hơn. 4.3.2. Khảo sát BER của các kỹ thuật tiền mã hóa Các thông số mô phỏng: Số anten phát NT=4, số khung N_frame=10, số gói tin N_packet=5000, điều chế QPSK, 4 thuê bao.
62 Hình 4.4: BER của các kỹ thuật tuyến tính và phi tuyến Nhận xét: - BER của hệ thống giảm khi tăng tỉ số tín hiệu trên nhiễu. - Cùng một mức SNR thì BER của phương pháp DPC là tốt nhất. Bởi vì phương pháp DPC thiết kế ma trận tiền mã hóa không chỉ dựa trên thông tin trạng thái kênh truyền hồi tiếp về mà còn dựa vào mối liên hệ lẫn nhau giữa tín hiệu phát đến các thuê bao,. Với việc biết trước được thông tin các tín hiệu phát nên phương pháp DPC có số bit lỗi ít nhất. Các phương pháp ZF, BD thiết kế ma trận tiền mã hóa chỉ dựa vào thông tin kênh truyền hồi tiếp của hệ thống nên sẽ thiếu chính xác hơn do đó BER cao hơn. 4.3.3. Khảo sát BER của các kỹ thuật tiền mã hóa phi tuyến Các thông số mô phỏng: Số anten phát NT=4, số khung N_frame=10, số gói tin N_packet=5000, điều chế QPSK, 4 thuê bao.
63 Hình 4.5: BER của kỹ thuật tiền mã hóa phi tuyến. Nhận xét: - DPC cho kết quả tốt hơn TH, vì trong so sánh này, công suất phát của DPC cao hơn so với TH. Điều này được giải thích là do một phần công suất phát của THP được dành cho modulo trong quá trình mã hóa. 4.3.4. Khảo sát BER của các kỹ thuật khi thay đổi số thuê bao Các thông số mô phỏng: Số anten phát NT=4, số khung N_frame=10, số gói tin N_packet=4000, điều chế QPSK, số lượng thuê bao thay đổi là 4, 10, 20, 30.
64 Hình 4.6: BER của kỹ thuật ZF khi thuê bao thay đổi. Nhận xét - BER của hệ thống giảm khi số thuê bao tăng lên ở cùng một mức SNR. Vì khi số lượng thuê bao lớn thì ảnh hưởng của fading kênh truyền tới mỗi thuê bao là khác nhau, việc lựa chọn nhóm người dùng có thông tin trạng thái kênh truyền tốt sẽ tối thiểu hóa ảnh hưởng của fading, do đó BER của hệ thống được cải thiện khi số thuê bao tăng lên. - BER của hệ thống sẽ tiệm cận đến một mức giới hạn khi số lượng thuê bao tăng lên. Bởi vì khi lựa chọn được nhóm người dùng tốt nhất thì ảnh hưởng của fading kênh truyền không biến thiên nhiều. Do đó BER của hệ thống sẽ không thay đổi nhiều khi số thuê bao tăng cao.
65 Hình 4.7: BER của kỹ thuật DPC khi thuê bao thay đổi 4.4. KẾT LUẬN CHƯƠNG Chương cuối này đã thực hiện mô phỏng so sánh BER của các phương pháp tiền mã hóa. Bằng cách thay đổi SNR, và số lượng thuê bao của hệ thống để khảo sát BER nhằm đưa ra đánh giá so với lý thuyết. Thông qua mô phỏng nhận thấy được các phương pháp tốt dần theo thứ tự ZF, BD, DPC.
66 KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI 1. KẾT LUẬN Kỹ thuật tiền mã hóa với ưu điểm vượt trội là loại bỏ nhiễu giao thoa các tín hiệu nhận giữa các thuê bao khác nhau, giữa các anten thu trong cùng một thuê bao đã góp phần đáng kể vào việc cải thiện chất lượng của hệ thống MIMO-OFDM đang được ứng dụng rất nhiều trong các hệ thống viễn thông tốc độ cao. Trong quá trình nghiên cứu kỹ thuật tiền mã hóa trong hệ thống MIMO- OFDM, báo cáo đã tập trung vào các phương pháp phổ biến như ZF, BD, DPC, TH. Bên cạnh đó, báo cáo cũng trình bày về kỹ thuật OFDM, hệ thống MIMO, kênh truyền vô tuyến nhằm có cái nhìn toàn diện hơn về hệ thống MIMO-OFDM. Ngoài ra báo cáo cũng đề cập đến kỹ thuật SDMA, một kỹ thuật đa truy cập phân chia theo không gian, góp phần giảm được hiện tượng giao thoa tần số, nhiễu đồng kênh, nhiễu đa đường, tăng dung lượng hệ thống. Hiện nay SDMA được sử dụng rộng rãi và mang lại lợi ích to lớn. 2. HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI Do thời gian có hạn nên Báo cáo chỉ khảo sát các kỹ thuật tiền mã hóa tuyến tính gồm Zero-forcing, Block Diagonalization và phi tuyến gồm Dirty Paper Coding và Tomlison- Harashima Coding trong hệ thống MIMO đa người dùng. Vì vậy hướng phát triển tiếp theo của Đề tài là nghiên cứu kết hợp các kỹ thuật tiền mã hóa khác, và ứng dụng kỹ thuật này cho các hệ thống MIMO cỡ lớn.
67 DANH MỤC TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] Andrea Goldsmith, Wireless Communication, Cambridge University Press, 2005. [2] Jin Wangl, Shaoqian Li và Lei Li, Performance evaluation of precoding spatial modulation OFDM on a LTE channel Communication Technology (ICCT), IEEEE 14th International Conference, pp. 1188-1192, 2012. [3] Quentin H. Spenver và Christian B. Peel, An introduction to the multi-user MIMO downlink. In: Editor, IEEE Communication Magazines, pp- 60-67, 2006. [4] Yuansheng Jin and Xiang-Gen Xia: An Interference Nulling based channel independent precoding for MIMO-OFDM systems with insufficient cyclic prefix. IEEE Transactions on Communications, VOL. 61, NO. 1, January 2013. [5] Ping Yang et al: Initial performance evaluation of spatial modulation OFDM in LTE based systems. 6th International ICST Conference on Communications and Networking in China (CHINACOM), pp. 101-107, August 2011. [6] Thomas Ketseoglou; Ender Ayanoglu, Linear Precoding Gain for Large MIMO Configurations with QAM and Reduced Complexity, 2016 IEEE Global Communications Conference (GLOBECOM), 2016. [7] Theodore S. Rappaport, Wireless Communication Principles and Practice, Second Edition, Prentice Hall, 2002. [8] Ali M. A. Ibrahim; Murtada M. Abdelwahab, Sum rate analysis of massive Multiple Input Multiple Output system for linear precoding using normalization
68 methods, 2017 International Conference on Communication, Control, Computing and Electronics Engineering (ICCCCEE), 2017. [9] Ayman Mostafa; Lutz Lampe, On Linear Precoding for the Two-User MISO Broadcast Channel With Confidential Messages and Per-Antenna Constraints, IEEE Transactions on Signal Processing, Volume: 65, Issue: 22, Pages: 6053 – 6068, Year: 2017. [10] Nusrat Fatema; Guang Hua; Yong Xiang; Dezhong Peng; Iynkaran Natgunanathan, Massive MIMO Linear Precoding: A Survey, IEEE Systems Journal, Volume: PP, Issue: 99, Pages: 1 – 12, , Year: 2017. [11] Chan Kaleem, Bing Hui, KyungHi Chang, Achievable rates of SVD-based codebooks for zero-forcing and Tomlinson-Harashima precoding schemes with limited feedback MU-MIMO system, International Journal of communication systems, Volume 30, Issue 7, 10 May 2017. [12] Dongmei Jiang, Balasubramanium Natarajan, Hybrid precoding with compressive sensing based limited feedback in massive MIMO systems, Transactions on Emerging telecommunications technologies, Volume 27, Issue 12, December 2016, Page 1672-1678.